专利名称：正交频分复用发送装置和正交频分复用接收装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及MIM0-0FDM(多入多出-正交频分复用)发送装置和MIM0-0FDM发送方法。特别涉及实现适合用于在MIM0-0FDM通信中的频率偏移估计、传输路径变动(信道变动)估计、同步和信号检测的码元的结构的技术。
背景技术：
图1表示作为一例以往实现的使用了 OFDM (正交频分复用，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)的无线通信系统的、无线 LAN(局域网，Local Area Network)的发送和接收装置的结构和帧结构。
图1的(a)表示一例发送装置的结构，帧结构信号生成单元10将调制方式等的控制信息9作为输入，决定帧结构，并输出帧结构信号11。串并变换单元(S/P)2将帧结构信号11和经数字调制的基带信号1作为输入，进行串并变换，并输出符合帧结构的并行信号 3。傅立叶逆变换单元(ifft) 4将并行信号3作为输入，进行傅立叶逆变换，并输出傅立叶逆变换后的信号5。无线单元6将傅立叶逆变换后的信号5作为输入，进行变频等，并输出发送信号7。发送信号7作为电波，通过天线8被发送。
图1的(b)表示接收装置的结构例子，无线单元14将通过天线12接收到的接收信号13作为输入，进行变频等的处理，并输出基带信号15。同步单元16将基带信号15作为输入，确立与发送设备的时间同步，并输出定时信号17。傅立叶变换单元(fft)18将基带信号15和定时信号17作为输入，基于定时信号17，对基带信号15进行傅立叶变换，并输出傅立叶变换后的信号19。
传输路径变动估计单元20将傅立叶变换后的信号19和定时信号17作为输入，检测傅立叶变换后的信号中的前置码(preamble)，估计传输路径变动，并输出传输路径变动估计信号21。频率偏移估计单元22将傅立叶变换后的信号19和定时信号17作为输入，检测傅立叶变换后的信号中的导频码元和前置码，基于这些码元估计频率偏移，并输出频率偏移估计信号23。
解调单元M将傅立叶变换后的信号19、定时信号17、传输路径变动估计信号21 和频率偏移估计信号23作为输入，对傅立叶变换后的信号19中的传输路径变动、频率偏移进行补偿和解调，并输出接收数字信号25。
图1的(c)为IEEE(美国电气及电子工程师学会)802. Ila的帧结构的像(不是正确的帧结构)。横轴表示频率，纵轴表示时间，为了估计传输路径变动和频率偏移(根据情况，进行信号检测)，在开头插入前置码。而且，在载波2和载波5那样的特定的载波中插入导频码元，用于在接收设备估计频率偏移和相位噪声。关于前置码和导频码元，其同相CN 102546512 AI-正交Q平面上的信号点配置为已知的信号点配置。而且，数据通过数据码元被传输。
另外，关于无线LAN的方式，记载于非专利文献1。
非专利文献lHigh speed physical layer (PHY) in 5GHz band” IEEE802. 11a， 1999 年发明内容
发明所要解决的课题
在非专利文献1中，表示了使用OFDM的情况下的、用于频率偏移估计、传输路径变动(信道变动)估计、以及同步和信号检测的码元的结构。
但是，在无线LAN中，如果将非专利文献1所示的方式与使用了空间复用即 Spatial Multiplexing 或空分复用即 SDM :Spatial Division Multiplexing 的 ΜΙΜΟ 系统进行组合，则可期望进一步提高传输速度，从而能够为用户提供广泛的服务。
为了在该MIM0-0FDM系统中获得较高的接收质量，需要进行高精度的频率偏移估计、高精度的传输路径变动估计、高精度的同步和信号检测。
但是，现状是没有充分地考虑用于实现上述的高精度的频率偏移估计、高精度的传输路径变动估计、以及高精度的同步和信号检测的、传输路径估计用码元和频率偏移估计用码元的发送的方法。
本发明的目的在于提供MIM0-0FDM发送装置和MIM0-0FDM发送方法，能够进行高精度的频率偏移估计、高精度的传输路径变动估计、以及高精度的同步和信号检测。
本发明的OFDM发送装置，包括映射单元，生成根据插入间隔而切换振幅的、用于估计传输路径变动的码元、和配置了具有对应于各调制方式的振幅的数据码元的信号序列；傅立叶逆变换单元，对由所述映射单元生成的信号序列进行逆变换生成OFDM码元序列；发送单元，对由所述傅立叶逆变换单元生成的OFDM码元序列进行发送。
本发明的OFDM接收装置，包括接收单元，接收根据插入间隔而切换振幅的、用于估计传输路径变动的码元、和配置了具有对应于各调制方式的振幅的数据码元的信号序列；傅立叶变换单元，对所接收的OFDM码元序列进行傅立叶变换，输出信号序列；传输路径变动估计单元，使用用于进行所述信号序列所包含的所述用于估计传输路径变动的码元进行传输路径失真的估计，并输出所得到的失真值；补偿单元，使用所述估计值对所述信号序列的失真进行补偿；解调单元，对进行了失真补偿的所述信号序列进行解调将数据复原。
本发明的MIM0-0FDM发送装置，在数据发送期间通过多个天线发送进行了 OFDM调制的数据码元，并且在所述数据发送期间通过所述多个天线的特定载波发送导频码元，其采取的结构包括0FDM信号形成单元，形成通过各个天线发送的OFDM信号；以及导频码元映射单元，将互相处于正交关系的序列，沿时间轴方向分配给通过各个天线在相同时间发送的OFDM信号间的相同载波，从而形成导频载波。
根据该结构，由于将互相处于正交关系的序列，沿时间轴方向分配给通过各个天线在相同时间发送的OFDM信号间的对应的副载波，从而形成导频载波，因此即使导频码元在多个信道(天线)之间被复用，也能够进行高精度的频率偏移和相位噪声的估计。而且， 由于不使用信道估计值(传输路径估计值)就可以提取各个信道的导频码元，因此能够将补偿频率偏移和相位噪声部分的结构简化。
另外，本发明的MIM0-0FDM发送装置采用的结构为，在通过两个天线发送OFDM信号的情况下，所述导频码元映射单元形成所述导频载波，以便在所述相同载波的第一和第二天线间，使用互相处于正交关系的序列的导频信号，并且在所述第一和第二天线的各个天线中，在不同的载波，使用不同的序列的导频信号，而且相同序列的导频信号被所述第一和第二天线使用。
根据该结构，在利用两个发送天线进行MIM0-0FDM发送的情况下，能够不使频率偏移和相位噪声的估计精度恶化而抑制发送峰值功率的增大，并且能够实现简便结构的发送装置。
另外，本发明的MIM0-0FDM发送装置采用的结构为，在通过三个天线发送OFDM信号的情况下，所述导频码元映射单元形成所述导频载波，以便在所述相同载波的第一、第二和第三天线间，使用互相处于正交关系的序列的导频信号，并且在配置了所述导频信号的不同的载波中，存在使用了不同的序列的导频信号的天线，而且存在使用了相同序列的导频信号的两个以上的天线。
根据该结构，在利用三个发送天线进行MIM0-0FDM发送的情况下，能够不使频率偏移和相位噪声的估计精度恶化而抑制发送峰值功率的增大，并且能够实现简便结构的发送装置。
所述导频码元映射单元还包括存储单元，存储互相处于正交关系的基本序列； 以及移位寄存器，通过将所述基本序列进行移位，形成数目多于所述基本序列的、处于正交关系的序列。
本发明的MIM0-0FDM发送方法，用于在数据发送期间通过多个天线发送进行了 OFDM调制的数据码元，并且在所述数据发送期间通过所述多个天线的特定载波发送导频码元，该MIM0-0FDM发送方法包括0FDM信号形成步骤，形成通过各个天线发送的OFDM信号； 以及导频载波形成步骤，将互相处于正交关系的序列，沿时间轴方向分配给通过各个天线在相同时间发送的OFDM信号间的相同载波，从而形成导频载波。
在通过两个天线发送OFDM信号的情况下，所述导频载波形成步骤形成所述导频载波，以便在所述相同载波的第一和第二天线间，使用互相处于正交关系的序列的导频信号，并且在所述第一和第二天线的各个天线中，在不同的载波，使用不同的序列的导频信号，而且相同序列的导频信号被所述第一和第二天线使用。
在通过三个天线发送OFDM信号的情况下，所述导频载波形成步骤形成所述导频载波，以便在所述相同载波的第一、第二和第三天线间，使用互相处于正交关系的序列的导频信号；并且在配置了所述导频信号的不同的载波中，存在使用了不同的序列的导频信号的天线；而且存在使用了相同序列的导频信号的两个以上的天线。
发明的效果
根据本发明，能够实现MIM0-0FDM发送装置和MIM0-0FDM发送方法，其能够进行高精度的频率偏移估计、高精度的传输路径变动估计、以及高精度的同步和信号检测。
图1是用来说明以往的无线通信系统的图，图1的(a)是表示发送装置的结构的例子的图，图1的(b)是表示接收装置的结构的例子的图，图1的(C)是表示发送帧结构的例子的图。
图2是表示本发明的实施方式1的MIM0-0FDM发送装置的结构的方框图。
图3A是表示本发明的实施方式1的MIM0-0FDM接收装置的结构的方框图。
图;3B是表示实施方式1的发送和接收天线的关系的图。
图4是表示通过实施方式1的各个天线发送的信号的帧结构的图，图4的(a)是表示信道A的帧结构的图，图4的(b)是表示信道B的帧结构的图。
图5是表示数据码元的信号点配置的图，图5A是表示BPSK的信号点配置的图、 图5B是表示QPSK的信号点配置的图、图5C是表示16QAM的信号点配置的图、图5D是表示 64QAM的信号点配置的图、图5E是表示与各个调制方式的信号相乘的归一化系数的图。
图6是用来说明实施方式1的导频码元的信号点配置的图。
图7是表示频率偏移和相位噪声补偿单元的结构的方框图。
图8是用来说明实施方式1的前置码的信号点配置的图。
图9是表示传输路径变动估计单元的结构的方框图。
图10是用来说明实施方式1的前置码的信号点配置的图。
图11是表示前置码和数据码元的接收强度的随时间变化的图。
图12是用来说明实施方式1的前置码的信号点配置的图。
图13是表示本发明的实施方式的映射单元的结构的方框图。
图14是表示本发明的实施方式2的MIM0-0FDM发送装置的结构的方框图。
图15是表示实施方式2的MIM0-0FDM接收装置的结构的方框图。
图16是表示实施方式2的发送和接收天线的关系的图。
图17是表示通过实施方式2的各个天线发送的信号的帧结构的图，图17的(a) 是表示信道A的帧结构的图，图17的(b)是表示信道B的帧结构的图，图17的(c)是表示信道C的帧结构的图。
图18是用来说明实施方式2的前置码的信号点配置的图。
图19是用来说明实施方式2的前置码的信号点配置的图。
图20是用来说明实施方式3的结构的方框图，图20的(a)是表示终端的结构的方框图，图20的(b)是表示接入点的结构的方框图。
图21是用来说明实施方式3的通信方式与归一化系数的关系的图。
图22是用来说明实施方式3的前置码的信号点配置的图。
图23是用来说明实施方式3的前置码的信号点配置的图。
图M是表示实施方式4的帧结构的图，图M的(a)是表示信道A的帧结构的图， 图对的(b)是表示信道B的帧结构的图，图24的(c)是表示信道C的帧结构的图。
图25是用来说明实施方式4的前置码的结构的一例的图。
图沈是表示通信方式与归一化系数的关系的其它的表现的图。
图27是表示实施方式5的帧结构的图，图27的(a)是表示信道A的帧结构的图， 图27的(b)是表示信道B的帧结构的图，图27的(c)是表示信道C的帧结构的图。
图观是用来说明实施方式5的导频码元的信号点配置的图。
图四是表示实施方式5的MIM0-0FDM发送装置的结构的方框图。
图30是表示实施方式5的映射单元的结构的方框图。
图31是表示实施方式5的映射单元的其它结构的例子的方框图。
图32是表示实施方式5的频率偏移和相位噪声估计单元的结构的方框图。
图33是表示实施方式5的频率偏移和相位噪声估计单元的其它结构的方框图。
图34是表示实施方式5的其它的帧结构的例子的图，图34的(a)是表示信道A 的帧结构的图，图34的(b)是表示信道B的帧结构的图，图34的(c)是表示信道C的帧结构的图。
图35是表示实施方式5的其它的帧结构的例子的图，图35的(a)是表示信道A 的帧结构的35的(b)是表示信道B的帧结构的35的(c)是表示信道C的帧结构的图。
图36是表示实施方式5的其它的帧结构的例子的图，图36的(a)是表示信道A 的帧结构的图，图36的(b)是表示信道B的帧结构的图，图36的(c)是表示信道C的帧结构的图。
图37是表示实施方式6的频率偏移和相位噪声估计单元的结构的方框图。
图38是表示实施方式6的映射单元的结构的方框图。
图39是表示实施方式7的帧结构的图，图39的(a)是表示信道A的帧结构的图， 图39的(b)是表示信道B的帧结构的图。
图40是用来说明实施方式7的导频码元的信号点配置的图。
图41是表示实施方式7的MIM0-0FDM发送装置的结构的方框图。
图42是表示实施方式7的映射单元的结构的方框图。
图43是表示实施方式7的频率偏移和相位噪声估计单元的结构的方框图。
图44是表示实施方式8的MIM0-0FDM发送装置的结构的方框图。
图45是表示实施方式8的帧结构的图，图45的(a)是表示信道A的帧结构的图， 图45的(b)是表示信道B的帧结构的图，图45的(c)是表示信道C的帧结构的图，图45 的(d)是表示信道D的帧结构的图。
图46是表示以4发送空间复用MIMO方式进行发送时的基准码元的调制方式与归一化系数的关系的图。
图47是表示以4发送空间复用MIMO方式进行发送时的基准码元的映射例的图。
图48是表示以4发送空间复用MIMO方式进行发送时的基准码元的映射例的图。
图49是表示实施方式8的其它的帧结构的例子的图，图49的(a)是表示信道A 的帧结构的图，图49的(b)是表示信道B的帧结构的图，图49的(c)是表示信道C的帧结构的图，图49的(d)是表示信道D的帧结构的图。
具体实施方式
以下，有关本发明的实施方式，参照附图详细地进行说明。
(实施方式1)
在本实施方式中，说明利用了空间复用(Spatial Multiplexing)的ΜΙΜΟ系统的结构以及该结构中的发送装置和接收装置的结构，并且说明能够提高频率偏移、传输路径变动、同步的估计精度、以及信号的检测概率的、导频码元、前置码和基准码元的结构。
图2是表示本实施方式的MIM0-0FDM发送装置100的结构的方框图。但是，作为一例，图2表示发送天线数m = 2的情况。
帧结构信号生成单元112将调制方式等的控制信息111作为输入，生成包含帧结构的信息的帧结构信号113，并将其输出。
映射单元102A将信道A的发送数字信号IOlA和帧结构信号113作为输入，生成基于帧结构的基带信号103A，并将其输出。
串并变换单元104A将基带信号103A和帧结构信号113作为输入，基于帧结构信号113，进行串并变换，并输出并行信号105A。
傅立叶逆变换单元106A将并行信号105A作为输入，进行傅立叶逆变换，输出傅立叶逆变换后的信号107A。
无线单元108A将傅立叶逆变换后的信号107A作为输入，进行变频等的处理，并输出发送信号109A。发送信号109A作为电波，通过天线IlOA被输出。
MIM0-0FDM发送装置100对信道B也进行与信道A同样的处理，由此生成信道B的发送信号109B。而且，在参照标号的最后附加了“B”而表示的要素为有关信道B的部分，只是作为对象的信号不为信道A而为信道B，基本上进行与在上述参照标号的最后附加了“A” 而表示的、有关信道A的部分同样的处理。
图3A表示本实施方式的接收装置的结构的一例。其中，作为一例，图3A表示接收天线数η = 2的情况。
在接收装置200中，无线单元203Χ将通过接收天线201Χ接收到的接收信号202Χ 作为输入，进行变频等的处理，并输出基带信号204Χ。
傅立叶变换单元205Χ将基带信号204Χ作为输入，进行傅立叶变换，并输出傅立叶变换后的信号206Χ。
在接收天线201Υ端也进行同样的动作，同步单元211将基带信号204Χ和204Υ作为输入，比如通过检测基准码元，确立与发送设备的时间同步，并输出定时信号212。利用图 4等在后面详细地说明基准码元的结构等。
频率偏移和相位噪声估计单元213将傅立叶变换后的信号206Χ和206Υ作为输入，提取导频码元，根据导频码元，估计频率偏移和相位噪声，并输出相位失真估计信号 214(包含了频率偏移的相位失真)。利用图4等在后面详细地说明导频码元的结构等。
信道A的传输路径变动估计单元207A将傅立叶变换后的信号206X作为输入，提取信道A的基准码元，比如根据基准码元，进行信道A的传输路径变动的估计，并输出信道 A的传输路径估计信号208A。
信道B的传输路径变动估计单元207B将傅立叶变换后的信号206X作为输入，提取信道B的基准码元，比如根据基准码元，进行信道B的传输路径变动的估计，并输出信道 B的传输路径估计信号208B。
对于信道A的传输路径变动估计单元209A和信道B的传输路径变动估计单元 209B而言，只是作为对象的信号不是通过天线201X接收到的信号而是通过天线201Y接收到的信号，基本上进行与上述信道A的传输路径变动估计单元207A和信道B的传输路径变动估计单元207B同样的处理。
频率偏移和相位噪声补偿单元215将信道A的传输路径估计信号208A和210A、信道B的传输路径估计信号208B和210B、傅立叶变换后的信号206X和206Y、以及相位失真
⑴、'hll(t),R2(t)yvh21(t)VV(1)估计信号214作为输入，去除各个信号的相位失真，并输出相位补偿后的信道A的传输路径估计信号220A和222A、相位补偿后的信道B的传输路径估计信号220B和222B、以及相位补偿后的傅立叶变换后的信号221X和221Y。
信号处理单元223比如进行逆矩阵运算，输出信道A的基带信号224A和信道B的基带信号224B。具体而言，如图:3B所示，例如，在某个副载波中，设来自天线ANl的发送信号为Txa(t)、来自天线AN2的发送信号为Txb(t)、天线AN3的接收信号为Rl⑴、天线AN4 的接收信号为R2⑴，并将传输路径变动分别设为hll (t)、hl2 (t)、h21 (t)和h22 (t)，则以下的关系式成立。、vTxa(t))卜晰 Txb(t)J+ [n2(tX
其中，t为时间，nl(t)和n2(t)为噪声。信号处理单元223利用式(1)比如通过进行逆矩阵的运算而得到信道A的信号和信道B的信号。信号处理单元223对全部的副载波实行该运算。另外，hll(t)、hl2(t)、h21(t)和h22(t)的估计，由传输路径变动估计单元 207A、209A、207B 和 209B 进行。
频率偏移估计和补偿单元225A将信道A的基带信号224A作为输入，提取导频码元，基于导频码元，估计并补偿基带信号224A的频率偏移，并输出频率偏移补偿后的基带信号2^A。
信道A解调单元227A将频率偏移补偿后的基带信号226A作为输入，对数据码元进行解调，并输出接收数据228A。
MIM0-0FDM接收装置200对信道B的基带信号224B也进行同样的处理，从而获取接收数据228B。
图4表示本实施方式的时间-频率的信道A(图4的(a))和信道B(图4的(b)) 的帧结构。图4的(a)和图4的(b)中的、相同时间相同载波的信号在空间被复用。
在时间1到时间8，用于估计相当于式(1)的hll(t)、hl2(t)、h21(t)和h22(t) 的传输路径变动的码元被发送，这些码元比如被称为前置码。该前置码由保护码元301和基准码元302构成。设保护码元301在同相I-正交Q平面上为(0，0)。基准码元302比如为在同相I-正交Q平面上(0，0)以外的已知的坐标的码元。另外，在信道A和信道B，为互相不发生干扰的结构。也就是说，比如，如载波1、时间1那样，在保护码元301被配置在信道A的情况下，在信道B配置基准码元302 ；像载波2、时间1那样，在基准码元302被配置在信道A的情况下，在信道B配置保护码元301，像这样在信道A和信道B配置不同的码元。通过这样进行配置，比如，在着眼于时间1的信道A的情况下，能够根据载波2和载波 4的基准码元302估计载波3的传输路径变动。因为载波2和载波4为基准码元302，所以能够估计传输路径变动。因此，在时间1中，能够高精度地估计信道A的全部的载波的传输路径变动。同样地，也能够高精度地估计信道B的全部的载波的传输路径变动。对于时间2 到时间8，也同样能够估计信道A和信道B的全部的载波的传输路径变动。因此，关于图4 的帧结构，因为在时间1到时间8的全部的时间中，能够估计全部的载波的传输路径变动， 所以可以说其为能够实现精度非常好的传输路径变动的估计的前置码的结构。
在图4中，信息码元(数据码元)303是进行数据传输的码元。这里，假设调制方式为BPSK、QPSK、16QAM和64QAM。利用图5详细说明此时的同相I-正交Q平面上的信号点配置等。
控制用码元304为用于传输调制方式、纠错编码方式和编码率等的控制信息的码兀。
导频码元305为用于估计由于频率偏移和相位噪声造成的相位变动的码元。作为导频码元305，比如，利用在同相I-正交Q平面上已知的坐标的码元。导频码元305在信道A 和信道B都被配置在载波4和载波9中。由此，特别是在无线LAN中，在通过IEEE802. 11a、 IEEE802. Ilg和空间复用的MIMO系统构筑相同频率、相同频带的系统的情况下，能够共用帧结构，因此能够实现接收装置的简化。
图5表示图4的信息码元303的调制方式即BPSK、QPSK、16QAM和64QAM的同相 I-正交Q平面上的信号点配置、以及它们的归一化系数。
图5A是同相I-正交Q平面上的BPSK的信号点配置，其坐标为图5A所示。图5B 是同相I-正交Q平面上的QPSK的信号点配置，其坐标为图5B所示。图5C是同相I-正交Q平面上的16QAM的信号点配置，其坐标为图5C所示。图5D是同相I-正交Q平面上的 64QAM的信号点配置，其坐标为图5D所示。图5E是表示用来校正从图5A到图5D的信号点配置以便在调制方式间将平均发送功率保持为一定的调制方式与乘法系数(也就是归一化系数)的关系的图。比如，以图5B的QPSK的调制方式进行发送的情况下，从图5E可知， 需要将图5B的坐标乘以1/sqrtQ)的值。其中，sqrt (χ)为χ的平方根(square root ofΧ) O
图6表示本实施方式的图4的导频码元305的同相I-正交Q平面上的配置。图 6的(a)表示图4的(a)所示的信道A的载波4的、时间11到时间18的导频码元305的信号点配置的一例。图6的(b)表示图4的(b)所示的信道B的载波4的、时间11到时间 18的导频码元305的信号点配置的一例。图6的(c)表示图4的(a)所示的信道A的载波 9的、时间11到时间18的导频码元305的信号点配置的一例。图6的(d)表示图4的(b) 所示的信道B的载波9的、时间11到时间18的导频码元305的信号点配置的一例。这里， 这些配置使用了 BPSK调制，但是并不限于此。
图6中的导频码元305的信号点配置的特征为相同载波的信道A和信道B的信号点配置为正交(互相关为零)。
比如，信道A的载波4的、时间11到时间14的信号点配置与信道B的载波4的、时间11到时间14的信号点配置为正交。而且，时间15到时间18也是同样的。并且，信道A 的载波9的、时间11到时间14的信号点配置与信道B的载波9的、时间11到时间14的信号点配置也为正交。而且，时间15到时间18也是同样的。此时，为了信号的正交，适合使用沃尔什-哈达玛(Walsh-Hadamard)变换和正交代码等。另外，虽然在图6中表示了 BPSK 的情况，但是只要是正交即可，也可以是QPSK调制，还可以不遵循调制方式的规则。
而且，在本实施方式的情况下，为了简化接收设备，假设在信道A的载波4与信道 B的载波9、以及信道A的载波9与信道B的载波4，为相同的信号点配置(相同图案)(这里，如图6所示，将各个图案命名为图案#1和图案#2)。使用图7详细说明其理由。但是， 相同图案并不是采用完全相同的信号点配置。比如，在同相I-正交Q平面上，仅在相位关系不同的情况下，也可视为相同图案。
另外，在信道A (或者信道B)的载波4和9中，使导频码元305的信号点配置不同，这是因为如果设为相同，则有可能导致发送峰值功率的增大。但是，对于如上定义的图案也可以相同。也就是说，信号点配置不同这一点很重要。
这里，首先利用图3A和图7详细说明正交的优点。
图7是图3A的频率偏移和相位噪声估计单元213的结构的一例。导频载波提取单元602将傅立叶变换后的信号206X(或者206Y)作为输入，提取导频码元305的副载波。 具体而言，提取载波4和载波9的信号。因此，导频载波提取单元602输出载波4的基带信号603和载波9的基带信号604。
代码存储单元605比如存储有图6的图案#1，并根据定时信号212，输出图案#1 的信号606。
代码存储单元607比如存储有图6的图案#2，并根据定时信号212，输出图案#2 的信号608。
选择单元609将定时信号212、图案#1的信号606和图案#2的信号608作为输入，作为选择信号610⑴输出图案#2的信号，并作为选择信号611 (Y)输出图案#1的信号。
代码乘法单元612A将载波4的基带信号603和选择信号611 (Y)作为输入，将载波4的基带信号603与选择信号611 (Y)相乘，从而生成载波4的信道A的基带信号613A， 并将其输出。其理由如下。
载波4的基带信号603为信道A的基带信号与信道B的基带信号被复用的信号。 对此，乘以选择信号611 (Y)即图案#1的信号，互相关为零的信道B的基带信号的分量被去除，因此能够只提取信道A的基带信号的分量。
同样地，代码乘法单元614A将载波9的基带信号604和选择信号610 (X)作为输入，将载波9的基带信号604与选择信号610 (X)相乘，从而生成载波9的信道A的基带信号615A，并将其输出。
代码乘法单元612B将载波4的基带信号603和选择信号610 (X)作为输入，将载波4的基带信号603与选择信号610 (X)相乘，从而生成载波4的信道B的基带信号613B， 并将其输出。
代码乘法单元614B将载波9的基带信号604和选择信号611 (Y)作为输入，将载波9的基带信号604与选择信号611 (Y)相乘，从而生成载波9的信道B的基带信号615B， 并将其输出。
如上所述，通过使相同载波的信道A与信道B的信号点配置正交，即使导频码元 305在信道A与信道B被复用，也能够进行高精度的频率偏移和相位噪声的估计。作为另一个重要的优点，因为不需信道估计值(传输路径变动估计值)，所以能够简化对频率偏移和相位噪声进行补偿的部分的结构。如果在信道A和信道B的导频码元305的信号点配置互相不正交的情况下，则成为以下的结构进行MIMO分离的信号处理，比如，ZF(迫零， Zero Forcing)、MMSE (最小均方误差，Minimum Mean Square Error)和 MLD (最大似然检测，Maximum Likelihood Detection)，其后估计频率偏移和相位噪声。对此，根据本实施方式的结构，如图3A所示，能够在将信号分离(信号处理单元223)的前级对频率偏移和相位噪声进行补偿。而且，在信号处理单元223，即使在分离为信道A的信号和信道B的信号后， 也能够利用导频码元305去除频率偏移和相位噪声，因此能够进行更高精度的频率偏移和相位噪声的补偿。
但是，在相同载波的信道A和信道B的信号点配置不正交的情况下，因为图3A的频率偏移和相位噪声估计单元213的频率偏移和相位噪声的估计精度降低(互相成为对方的干扰分量)，难以附加图3A的频率偏移和相位噪声补偿单元215，从而无法进行高精度的频率偏移和相位噪声补偿。
而且，根据本实施方式，通过将信道A的载波4与信道B的载波9，以及信道A的载波9与信道B的载波4，设定为相同的信号点配置(相同图案)，能够实现图7的代码存储单元605和607的共有，带来接收装置的简化。
但是，虽然在本实施方式中，必须使相同载波的信道A和信道B的信号点配置正交，但是并不一定必须将它们设定为相同图案。
在本实施方式中，如时间11到时间14那样，以四码元单位正交的导频码元305为例进行了说明，但是并不只限于四码元单位。但是，在考虑了由于时间方向上的衰落的变动造成的、对正交性的影响的情况下，可以预想以2 8码元左右形成正交图案能够确保频率偏移和相位噪声的估计精度。如果正交图案的周期过长，则无法确保正交性的可能性增高， 从而频率偏移和相位噪声的估计精度会恶化。另外，虽然说明了发送天线数为2并且发送两个调制信号的情况，但是不只限于此，对发送天线数为3以上并且发送三个以上调制信号的情况，也能够通过使存在于相同载波的导频码元305以数个码元单位正交，获得与上述同样的效果。
接下来，详细说明图4的前置码中的基准码元302的结构，其能够简化接收装置， 以及抑制在接收装置发生的量化误差所造成的传输路径估计精度的恶化。
图8表示本实施方式的前置码的同相I-正交Q平面上的信号点配置，特别表示基准码元302被配置在载波2、4、6、8、10和12的时间1、3、5和7的信号点配置。
这里，在载波2的时间1、3、5和7形成的信号、在载波4的时间1、3、5和7形成的信号、在载波6的时间1、3、5和7形成的信号、在载波8的时间1、3、5和7形成的信号；在载波10的时间1、3、5和7形成的信号以及在载波12的时间1、3、5和7形成的信号，在同相I-正交Q平面上，相位关系不同但为相同图案。由此，能够实现接收装置的简化。
载波1、3、5、7、9和11也同样地，相位关系不同但为相同图案，由此能够实现接收装置的简化。这里，使偶数载波的图案与奇数载波的图案相同，能够进一步简化接收装置。 但是，即使在不同的情况下，也在接收装置的简化方面具有一定的优点。这是因为，所需的图案信号只增加一个。同样地，如果在信道A和信道B采用相同的图案，则能够进一步简化接收装置，但是即使采用不同的图案，也具有一定的优点。
以下，对实现简化接收装置的结构的方面进行说明。但是，在下面，以偶数载波的图案与奇数载波的图案相同的情况为例进行说明。
图9表示图3A的接收装置的传输路径变动估计单元207和209的详细的结构。这里，以信道A的传输路径变动的估计为例进行说明。
载波1的信号提取单元802_1将傅立叶变换后的信号206XQ06Y)作为输入，提取相当于图4的(a)所示的信道A的前置码中的、载波1的基准码元302(时间2、4、6和8) 的信号，并输出载波1的基准码元803_1。
载波2的信号提取单元802_2将傅立叶变换后的信号206XQ06Y)作为输入，提取相当于图4的(a)所示的信道A的前置码中的、载波2的基准码元302(时间1、3、5和7)的信号，并输出载波2的基准码元803_2。
在载波3到载波12的信号提取单元也进行同样的动作。
图案信号发生单元804输出同相I-正交Q平面上的(1，0)、(_1，0)、(_1，0)和(1， 0)的图案信号805(参照图8的图案)。
乘法单元806_1将载波1的基准码元803_1和图案信号805作为输入，在将载波1 的基准码元803_1与图案信号805相乘的同时进行平均化等的信号处理，并输出载波1的传输路径变动估计信号807_1。
乘法单元806_2到乘法单元806_12也进行同样的动作，从而输出载波2的传输路径变动估计信号807_2到载波12的传输路径变动估计信号807_12。
并串变换单元810将载波1的传输路径变动估计信号807_1到载波12的传输路径变动估计信号807_12作为输入，进行并串变换，并输出传输路径变动估计信号208AQ08B、 2IOA 禾口 210B)。
这样，因为能够在载波1到载波12共用图案信号发生单元804，所以能够削减图案信号发生单元804的图案信号的存储容量并共用信号处理，从而相应地简化接收装置。
但是，在图8所示的，是在对基准码元302进行了 BPSK调制的情况下的同相I-正交Q平面上的信号点配置，而且其与对数据码元303进行了 BPSK调制的情况下的信号点配置同样，而且用于乘法运算的归一化系数也与对数据码元303进行了 BPSK调制的情况同样。但是，如果这样，在接收装置中，为进行数字信号处理而配备了模拟数字变换器的情况下，量化误差的影响变大。以下，说明为了减轻该问题的同相I-正交Q平面上的信号点配置的一例。
图10表示为了减轻该问题的同相I-正交Q平面上的信号点配置的一例。作为一例，利用BPSK调制。此时，将归一化系数设为1.0，基准码元302的信号点配置为 (1.414 —sqrt (2), 0 )或者(-1.414 — - sqrt ( 2 ), 0 )。也就是说，采用将对数据码元303进行了 BPSK调制的情况下的信号点配置乘以了系数1. 414的信号点配置。
利用图11说明这样的情况下的随着时间的接收信号的强度的变化。
在图11中，图11的(a)表示如图8所示进行了前置码的信号点配置的情况下的、 接收信号的时间变动的波形；图11的(b)表示如图10所示进行了前置码的信号点配置的情况下的、接收信号的时间变动的波形。如图8所示配置了信号点的情况下，前置码的平均接收功率比数据码元303的平均接收功率小。在前置码的基准码元302中，如果进行与数据码元303相同的信号点配置，则由于存在保护码元301而产生该现象。其结果，特别是在通过模拟数字变换器将接收信号变换为数字信号时，对前置码的接收信号而言，质量会因量化误差的影响而恶化。
另一方面，如图10所示进行了前置码的信号点配置的情况下，如图11(b)所示，前置码的平均接收功率为与数据码元303的平均接收功率同等的电平。因此，即使通过模拟数字变换器将接收信号变换为数字信号，对前置码的接收信号而言，由于量化误差而造成的影响也会减轻，从而质量被确保。
图12表示基于与上述同样的想法，将基准码元302的信号点配置设定为QPSK时的信号点配置的方法。
图12表示设归一化系数为1并对基准码元302进行了 QPSK调制时的同相1_正交Q平面上的信号点配置的一例。由此，如图11(b)所示，前置码的平均接收功率为与数据码元303的平均接收功率同等的电平，即使通过模拟数字变换器变换为数字信号，对前置码的接收信号而言，由于量化误差而造成的影响被减轻，从而质量被确保。
根据上述内容，重要的是，在将数据码元303的调制方式#X用于基准码元302的情况下，将数据码元303的归一化系数乘法运算后的、同相I-正交Q平面上的信号点配置的1.414 —sqrt (2)倍的信号点配置，设为归一化系数乘法运算后的同相I-正交Q平面上的基准码元302的信号点配置。1.414 —sqrt (2)倍那样的系数是根据每隔一个码元地将基准码元302配置在频率轴上而决定出的值。
比如，当#X为QPSK的情况下，归一化系数乘法运算后的同相I-正交Q平面上的信号点配置为(士 1/sqrt (2)，士 1/sqrt (2))，而根据上述规则，基准码元302的归一化系数乘法运算后的同相I-正交Q平面上的信号点配置为(士 1，士 1)(参照图12)。
图13表示本实施方式的图2的发送装置的映射单元102A(102B)的结构的一例数据。调制单元1103将发送数字信号ΙΟΙΑ(ΙΟΙΒ)和帧结构信号1102作为输入，基于帧结构信号1102中所包含的、调制方式的信息和定时，对发送数字信号ΙΟΙΑ(ΙΟΙΒ)进行调制，并输出数据码元303的调制信号1104。
前置码映射单元1105将帧结构信号1102作为输入，基于帧结构，输出前置码的调制信号1106。
代码存储单元#1(1107)输出图案#1的信号1108。同样地，代码存储单元 #2(1109)输出图案#2的信号1110。
导频码元映射单元1111将图案#1的信号1108、图案#2的信号1110和帧结构信号1102作为输入，生成导频码元305的调制信号1112，并将其输出。
信号生成单元1113将数据码元303的调制信号1104，前置码的调制信号1106和导频码元305的调制信号1112作为输入，生成符合帧结构的基带信号103A(103B)，并将其输出。
虽然在上述说明中，说明了如果采用如图4和图6所示的导频码元305的结构，则能够简化接收装置，但是同样地如果采用如图4和图6所示的导频码元结构，因为在发送装置中，也如图13所示，可实现代码存储单元1107和1109的共用，所以能够实现发送装置的简化。
以上，说明了本实施方式的前置码和导频信号(导频码元)的生成方法、以及生成它们的发送装置，并且说明了接收本实施方式的调制信号的接收装置的详细的结构和动作。根据本实施方式，因为能够提高频率偏移、传输路径变动和同步的估计精度，所以能够提高信号的检测概率，并且能够实现发送装置和接收装置的简化。
上述的本实施方式的重要的特征，换言之是一种MIM0-0FDM发送装置，在数据发送期间通过多个天线发送进行了 OFDM调制的数据码元303，并且在与所述数据发送期间不同的期间通过所述多个天线发送进行了 OFDM调制的传输路径估计用码元，该MIM0-0FDM发送装置包括数据映射单元(数据调制单元1103)，形成数据码元303 ；传输路径估计用码元映射单元(前置码映射单元1105)，在设副载波数为m的情况下，当将η个副载波的信号点振幅设为0、以及α =m/(m-n)时，形成以下的传输路径估计用码元，即剩余的m-n个副载波的信号点振幅为数据码元303的调制方式中的、相同的调制方式的信号点振幅的V /α倍；以及OFDM调制单元，对所述数据码元303和所述传输路径估计用码元进行OFDM调制。由此，因为能够降低在接收端的传输路径估计用码元的量化误差，所以能够进行高精度的传输路径变动估计。
在本实施方式中，虽然说明了利用了 OFDM方式的例子，但是并不仅限于此，即使在利用了单载波方式、其它的多载波方式、以及频谱扩展通信方式时也同样地能够实施。另外，在本实施方式中，虽然以发送和接收分别具有两个天线时为例进行了说明，但是并不仅限于此，即使接收天线数为3以上，也不对本实施方式产生影响，而同样能够实施。而且，帧结构也不仅限于本实施方式，特别是对于用于估计频率偏移、以及相位噪声等的失真的导频码元305，只要是采用配置在特定的副载波中，并通过多个天线被发送的结构即可，发送导频码元305的副载波的数目并不仅限于本实施方式的两个。另外，在后面详细说明其它的天线数时、以及其它的发送方法时的实施方式。而且，虽然这里命名为导频码元305、基准码元302、保护码元301以及前置码并进行了说明，但是使用其它的称呼方法也对本实施方式没有任何的影响。这在其它的实施方式也是同样的。
(实施方式2)
在本实施方式，详细说明在实施方式1中，将发送和接收天线数设为3时的情形。
图14表示本实施方式的发送装置的结构的一例。在图14中，对进行与图2同样的动作的部分附加与图2相同的标号。图14中的MIM0-0FDM发送装置1200与图2不同之处在于附加了信道C的发送单元。
图15表示本实施方式接收装置的结构的一例。在图15中，对进行与图3同样的动作的部分附加相同的标号。在图15，因为从发送装置发送三个信道的调制信号，所以与图 3Α的结构相比，追加了信道C的传输路径变动估计单元207C和209C，并且天线数追加了 1 根，因而成为追加了与其相对应的所需的结构。
图16表示本实施方式的发送和接收天线的关系。比如，在某个副载波，设来自天线1401的发送信号为Txa (t)、来自天线1402的发送信号为Txb (t)、来自天线1403的发送信号为Txc (t)；并设天线1404的接收信号为Rl(t)、天线1405的接收信号为R2(t)、天线 1406的接收信号为R3 (t)，并且将传输路径变动分别设为hi 1 (t)、hl2 (t)、hl3 (t)、h21 (t)、 h22 (t)、h23 (t)、h31 (t)、h32 (t)和 h33 (t)，则以下的关系式成立。
权利要求
1.OFDM发送装置，包括映射单元，生成根据插入间隔而切换振幅的、用于估计传输路径变动的码元、和配置了具有对应于各调制方式的振幅的数据码元的信号序列；傅立叶逆变换单元，对由所述映射单元生成的信号序列进行逆变换生成OFDM码元序列；发送单元，对由所述傅立叶逆变换单元生成的OFDM码元序列进行发送。
2.如权利要求1所述的OFDM发送装置，所述用于估计传输路径变动的码元的振幅与各OFDM码元所包含的所述用于估计传输路径变动的码元的数的倒数成比例。
3.如权利要求1所述的OFDM发送装置，所述映射单元输出多个所述用于估计传输路径变动的码元的插入位置不同的信号序列，所述傅立叶逆变换单元对所述多个信号序列各自进行傅立叶逆变换，生成多个OFDM 码元序列，所述发送单元具有多个天线，使用所述多个天线将所述多个OFDM码元序列进行发送。
4.OFDM接收装置，包括接收单元，接收根据插入间隔而切换振幅的、用于估计传输路径变动的码元、和配置了具有对应于各调制方式的振幅的数据码元的信号序列；傅立叶变换单元，对所接收的OFDM码元序列进行傅立叶变换，输出信号序列； 传输路径变动估计单元，使用用于进行所述信号序列所包含的所述用于估计传输路径变动的码元进行传输路径失真的估计，并输出所得到的失真值； 补偿单元，使用所述估计值对所述信号序列的失真进行补偿； 解调单元，对进行了失真补偿的所述信号序列进行解调将数据复原。
5.如权利要求4所述的OFDM接收装置，所述用于估计传输路径变动的码元的振幅与各OFDM码元所包含的所述用于估计传输路径变动的码元的数的倒数成比例。
6.如权利要求4所述的OFDM接收装置，所述接收单元具有多个天线，所接收的OFDM码元序列是多个OFDM码元序列， 所述傅立叶变换单元对所述多个OFDM码元序列各自进行傅立叶变换，生成多个信号序列，所述传输路径变动估计单元对包含于各信号序列中与所述用于传输路径变动的估计的码元的插入位置对应的传输路径进行估计，输出多个所得到的估计值， 所述补偿单元使用各估计值对所述各信号序列的失真进行补偿， 所述解调单元对进行了失真补偿的所述各信号序列进行解调并复原为数据。
全文摘要
本发明提供了正交频分复用发送装置和正交频分复用接收装置，所述正交频分复用发送装置包括映射单元，生成根据插入间隔而切换振幅的、用于估计传输路径变动的码元、和配置了具有对应于各调制方式的振幅的数据码元的信号序列；傅立叶逆变换单元，对由所述映射单元生成的信号序列进行逆变换生成OFDM码元序列；发送单元，对由所述傅立叶逆变换单元生成的OFDM码元序列进行发送。
文档编号H04L27/26GK102546512SQ20121001494
公开日2012年7月4日 申请日期2006年8月24日 优先权日2005年8月24日
发明者小林圣峰, 折桥雅之, 村上丰 申请人:松下电器产业株式会社