接收设备和接收方法

接收设备和接收方法
【专利摘要】本发明公开了接收设备和接收方法，其中该接收设备包括：至少一个分频器，被配置为分割由天线接收的高频信号；高频处理单元，被配置为输出通过混合由所述分频器分割的高频信号和由包括压控振荡器的本地振荡器生成的本地振荡频来获得的接收信号；以及控制单元，被配置为执行压控振荡器优化，以搜索在施加给压控振荡器的控制电压与所述压控振荡器的本地振荡频率之间的关系，并且在执行所述压控振荡器的优化时，提高时钟频率速度。
【专利说明】接收设备和接收方法
[0001] 相关申请的交叉引用
[0002] 本申请要求于2013年3月18日提交的日本优先权专利申请JP2013-054937的权 益，其全部内容通过引证结合于本文中。

【技术领域】
[0003] 本公开涉及接收广播波的接收设备以及使用该接收设备的接收方法。具体而言， 本公开涉及用于接收多个广播波的技术。

【背景技术】
[0004] 近年来，地面广播和卫星广播频道的数量在逐渐增加。因此，越来越需要能够允许 用户在观看一个节目的同时观看正在同时播放的另一个节目的功能，或者能够记录正在同 时播放的两个或多个不同的节目的功能。为了实现这种功能，在接收广播波的接收设备中， 设置了用于对广播波进行频道选择和解调的多个调谐器单元系统。将由天线接收并且由分 频器分割的广播信号馈送给所述多个调谐器单元系统。例如，JP2003-0309776A描述了一 种调谐器设备，该调谐器设备通过配置为使由天线接收的广播信号由分频器分割并且被馈 送给每个系统中的调谐器单元，能够从不同的广播方法并行接收两个或多个广播波。


【发明内容】

[0005] 在具有多个调谐器单元系统的这种接收设备中，在正在解调的图像中会出现噪 音，例如，在使用一个调谐器单元解调预定频道的广播波时，使用另一个调谐器单元切换频 道。当由于正在进行的频道选择操作而由多个不同的调谐器单元接收具有相同频率的几个 广播波时，会发生这种现象。这造成正在接收广播波的调谐器单元的接收性能退化，原因是 由各个调谐器单元内的本地振荡器产生的本地振荡频率彼此干扰。
[0006] 在除了进行频道选择以外的情形下，也会发生这种现象。例如，在调谐器单元内执 行VC0 (压控振荡器)校准(优化）时，也可发生这种现象。术语"VC0校准"表示在实际操作 环境中驱动VC0以及搜索此时的振荡频率与控制电压之间的关系的操作。例如，在启动调 谐器单元时并且在进行频道选择期间，通常进行VC0校准。
[0007] 可变电容元件通常用于频率选择元件，该频率选择元件用于改变VC0振荡频率。 可变电容元件的特性根据使用时的温度和湿度以及电源的电压等因素而改变。因此，在启 动调谐器单元时并且在进行频道选择期间进行VC0校准，以便在试图获得期望接收频率时 精确地把握控制电压。
[0008] 然而，为了搜索执行VC0校准时振动频率与控制电压之间的关系，实际上使振荡 器振荡。因此，本地振荡频率及其倍增和分割分量泄露到接收广播波的其他调谐器单元。该 泄露可作为噪音出现在正在接收的图片中。即，执行VC0校准可使正在接收广播波的其他 调谐器单元的接收性能退化。
[0009] 在鉴于上述几点创作的本公开中，期望在包括多个调谐器单元系统的接收设备 中，将执行压控振荡器优化期间出现在由其他调谐器单元接收的图片中的噪音减少。
[0010] 根据本公开的实施方式，提供了一种接收设备，包括至少一个分频器、高频处理单 元以及控制单元。分频器被配置为分割由天线接收的高频信号。高频处理单元被配置为输 出通过将由分频器分割的高频信号和由包括压控振荡器的本地振荡器产生的本地振荡频 率混合所获得的接收信号。控制单元被配置为执行压控振荡器优化，以搜索施加给压控振 荡器的控制电压与压控振荡器的本地振荡频率之间的关系，并且在执行压控振荡器的优化 时，提高时钟频率速度。
[0011] 根据本公开的另一个实施方式，提供了一种接收方法，该方法包括：分割由天线接 收的高频信号；然后将通过混合分割的高频信号和由包括压控振荡器的本地振荡器产生的 本地振荡频率所获得的接收信号输出；并且然后在执行压控振荡器优化以搜索施加给压控 振荡器的控制电压与压控振荡器的本地振荡频率之间的关系时，提高时钟频率速度。
[0012] 通过以上方式配置接收设备并且进行处理，执行压控振荡器优化所需的时间缩 短。
[0013] 根据本公开的一个或多个实施方式，在包括多个调谐器单元系统的接收设备中， 执行压控振荡器优化所需的时间可缩短。因此，执行压控振荡器优化时在由其他调谐器单 元接收的图片中出现噪音的持续时间可缩短。即，在由其他调谐器单元接收期间的图片中 出现的噪音量可减少。

【专利附图】

【附图说明】
[0014] 图1为示出根据本公开第一实施方式的接收设备的配置实例的方框图；
[0015] 图2为示出根据本公开第一实施方式的调谐器单元的配置实例的方框图；
[0016] 图3为示出根据本公开第一实施方式的VC0的配置实例的方框图；
[0017] 图4为示出根据本公开的第一实施方式的压控调谐电容器电容值-控制电压特性 以及振荡器的振荡频率与控制电压之间的关系的示图，其中，图4的（A)示出了压控调谐电 容器电容值-控制电压特性，并且图4的（B)示出了振荡器的振荡频率与控制电压之间的 关系；
[0018] 图5为示出根据本公开的第一实施方式的子频带配置实例的解释图；
[0019] 图6为示出根据本公开的第一实施方式的子频带搜索处理的实例的流程图；
[0020] 图7为示出根据本公开的第一实施方式的由每个频带覆盖的振荡频率带宽的实 例的解释图；
[0021] 图8为示出根据本公开的第一实施方式的本地振荡器的配置实例的方框图；
[0022] 图9为示出根据本公开的第一实施方式的接收处理的实例的流程图；
[0023] 图10为示出根据本公开的第二实施方式的接收处理的实例的流程图；
[0024] 图11为示出根据本公开的第二实施方式的接收处理与来自调谐器单元的辐射量 之间的比较的示图；以及
[0025] 图12为示出在使本地振荡频率搜索操作中未涉及的模块休眠时测量的寄生电平 与在使这些模块不休眠时测量的寄生电平之间的比较的示图。

【具体实施方式】
[0026] 在后文中，参照附图详细描述本公开的优选实施方式。要注意的是，在该说明书和 附图内，具有基本上相同的功能和结构的结构部件由相同的参考数字表示，并且不重复解 释这些结构部件。
[0027] 现在参照示图描述根据本公开的实施方式的接收设备的实例。然而，本公开不限 于以下实例。
[0028] 1、本公开的第一实施方式(在本地振荡频率搜索操作期间内部时钟速度增大的实 例）
[0029] 1-1、接收设备配置
[0030] 1-2、使用接收设备的接收方法
[0031] 2、本公开的第二实施方式(将在本地振荡频率搜索操作中未涉及的模块设为休眠 状态的实例）
[0032] 3、其他变形例
[0033] 1、本公开的第一实施方式
[0034] 1-1、接收设备配置
[0035] 1-1-1、接收设备的配置实例的概述
[0036] 首先，参照图1，描述根据本公开的实施方式的接收设备。图1为示出根据本实施 方式的接收设备10的配置实例的概述的方框图。根据本实施方式的接收设备10接收从数 字卫星广播的广播信号，并且将包含在接收的广播信号内的编码的视频和音频相关数据解 码。而且，接收设备10将解码数据发送给未示出的显示装置，并且在未示出的记录介质内 记录解码的数据。要注意的是，虽然在本实施方式中，示出了接收设备10接收从卫星广播 的广播信号的实例，但是本公开不限于此。例如，本公开还可用在例如从地面数字电视广播 或有线电视广播接收其他广播波的接收设备中。
[0037] 而且，根据本实施方式的接收设备10具有其中VC0 (在图1中未示出)具有本地振 荡频率的多个振荡频率范围(称为"子频带"）的配置。根据期望的接收频率，从多个子频带 之中选择最佳子频带。此外，还是在本实施方式中，与作为相关技术进行描述的设备类似， 可变电容元件(可变电容二极管）用作VC0频率选择元件。因此，为了精确地把握实际操作 环境中本地振荡频率与控制电压之间的关系，每当使用下述调谐器单元4选择频道时，执 行VC0校准。
[0038] 在VC0校准中，在施加给VC0的控制电压固定为预定值的状态中，在每个子频带处 产生振荡频率，并且在获得的振荡频率与和期望接收频率对应的目标频率之间进行比较。 而且，选择产生振荡频率(该振荡频率与接收频率的差别在预定的范围内）的子频带，作为 与接收频率对应的子频带。根据本公开的实施方式的接收设备10通过提高执行VC0校准 时的内部时钟的速度，来缩短进行VC0校准期间的频道选择(子频带搜索)持续时间。因此， 本地振荡频率泄露到其他调谐器单元4的时间可缩短。
[0039] 图1中所示的接收设备10包括分频器2-1到2- (n-1)(其中，η为自然数)，用于 分割由天线1、衰减器3-1到3-η以及调谐器单元4-1到4-η接收的广播信号(在后文中有 时称为"高频信号")。要注意的是，在下面的描述中，在不需要分别描述每个分频器2-1到 2- (n-1)的情况下，这些单元统称为分频器2。这同样也适用于衰减器3和调谐器单元4。
[0040] 衰减器3-1到3-η是衰减输入的高频信号的装置。通过将衰减量设为合适的值， 每个调谐器单元4可将高频信号设为具有适当的水平。
[0041] 例如，如果为衰减器3设置的衰减量被设为与和天线1相距的距离(传输高频信号 所经由的距离)成反比的值，那么输入到每个调谐器单元4中的高频信号的信号电平也可如 此设置。例如，如果为设置在远离天线1的调谐器单元4 (调谐器单元4-n)前面的衰减器 3设置低衰减量，那么为设置在天线1附近的调谐器单元4 (调谐器单元4-1)设置大衰减 量。通过这种方式进行设置，可防止每个调谐器单元4的接收性能随着其设置位置而不同。
[0042] 要注意的是，虽然在本实施方式中，具有衰减器3的接收设备10用作实例，但是也 可使用没有衰减器3的接收设备。
[0043] 调谐器单元4-1到4-4从期望频道中提取和解调高频信号，该期望频道由未示出 的频道选择单元从由天线1接收的高频信号之中选择。而且，在对解调的数字信号进行误 差校正之后，通过分离和解码每个误差校正的TS (传输流）数据包，获得视频信号和音频信 号。
[0044] 1-1-2、调谐器单元配置实例
[0045] 接下来，参照图2的方框图，描述每个调谐器单元4的内部配置的实例。根据本实 施方式的调谐器单元4被配置为通过使用直接转换来在从天线1中输出的1到2GHz频带 中检测高频信号，从而获得950MHz到2, 150MHz的接收信号(参照图1)。要注意的是，接收 信号的频率带宽不限于该实例，可设置某个其他值。而且，检测方法也不限于直接转换，根 据接收的广播波的类型，可使用某个其他方法，例如，超外差方法等。此外，从天线1输出的 1到2GHz频带中的高频信号(参照图1)是已经经由天线中的电路进行频率转换的IF (中 频）信号。
[0046] 调谐器单元4包括高频处理单元40、解调器41、频道选择单元42、存储单元43以 及用作控制单元的主机CPU (中央处理单元）44。
[0047] 高频处理单元40包括LNA (低噪音放大器）410、直通式电路411以及I/Q混频器 412和413。而且，高频处理单元40还包括本地振荡器420 (PLL电路)、移相器414、可变 LPF (低通滤波器）415和416以及基带放大器417和418。
[0048] LNA410放大从衰减器3输出的高频信号，并且也衰减从之后的本地振荡器420泄 露的本地振荡频率及其倍增和分割分量。直通式电路411具有打开/断开的开关411s。具 体而言，在本地振荡器420内对VC0 (在图2中未示出）执行校准时，直通式电路411断开 开关411s (打开)，以接通LNA410。在其他时间，直通式电路411接通开关411s。在执行 VC0校准期间，由于开关411s设置为断开使得LNA410和后续电路连接，从而衰减从后续本 地振荡器420泄露并且传输给未示出的信号输入端的本地振荡频率及其倍增和分割分量。 因此，可防止从本地振荡器420中泄露的本地振荡频率及其倍增和分割分量到达信号输入 端(未示出）并且通过信号线流入其他调谐器单元4中。
[0049] 由LNA410放大的IF信号或已经穿过直通式电路411的IF信号输入到I/Q混频 器412和/或I/Q混频器413中。I/Q混频器412混合输入的IF信号和从本地振荡器420 中输出的本地振荡信号，并且提取I相位基带信号。I/Q混频器413混合输入的IF信号和 从本地振荡器420中输出并且由移相器414将其相位移动90°的本地振荡信号，并且提取 Q相位基带信号。
[0050] 本地振荡器420产生本地振荡频率(该频率是与由天线1接收的期望接收频率相 同的频率)，并且将产生的本地振荡频率馈送给I/Q混频器412和移相器414。移相器414 将从本地振荡器420中输出的本地振荡频率的相位移动90°，并且将移动的本地振荡频率 输入到I/Q混频器413中。
[0051] 在使用IQ信号进行解调时，由于可容易地获得相位相差90°的信号等原因，通常 将本地振荡频率设为接收频率的两倍或多倍的值。如上所述，由于根据本实施方式，调谐器 单元4接收从950MHz到2, 150MHz的卫星广播波，所以本地振荡频率的振荡频率范围大约 为其两倍，即2, 200MHz到4, 400MHz。
[0052] 将由I/Q混频器412提取的I相位基带信号输入到可变LPF415中，并且将由I/Q 混频器413提取的Q相位基带信号输入到可变LPF416中。可变LPF415将I相位基带信号 的频率限制为预定的带宽，并且输出到基带放大器417中。可变LPF416将Q相位基带信号 的频率限制为预定的带宽，并且输出到基带放大器418中。
[0053] 可变LPF415和416被配置为可编程的可变LPF。截止频率被设为未示出的寄存器 内的设置值。通过改变在寄存器内设置的设置值，由LPF传送的频率的特性可变化。这使 得能够接收具有不同占有带宽的各种广播波。
[0054] 基带放大器417调整从可变LPF415中输出的I相位基带信号的增益，并且将调整 的信号输出到解调器41中。基带放大器418调整通过可变LPF416的Q相位基带信号的增 益，并且将调整的信号输出到解调器41中。根据通过控制线45从解调器41输入的AGC控 制信号，调整基带放大器417和418的增益以及LNA410的增益。
[0055] 解调器41根据预定的解调方法解调输入的各个I相位/Q相位基带信号，并且进 行误差校正，例如，Reed-Solomon编码，以获得TS /[目号。由解调器41解调的TS /[目号由未不 出的多分离单元分离，然后由也未示出的解码单元解码，并且提取为视频信号和音频信号。
[0056] 由远程控制器等配置的频道选择单元42将关于由用户选择的频道的信息作为频 道选择信息发送给主机CPU44。由非易失性存储器等配置的存储单元43存储频道选择数据 和相应的设置数据。要注意的是，不仅仅在通过被配置为远程控制器配置的频道选择单元 42选择频道时，产生频道选择数据。例如，在通过电子节目指南（EPG)选择特定的节目时， 或者在作为编程的记录选择特定的节目时，也产生频道选择数据。
[0057] 主机CPU44控制构成调谐器单元4的各个单元。例如，主机CPU44根据由频道选择 单元42选择的频道选择数据，读取用于所选择的频道的广播接收的设置数据，并且根据所 读取的设置数据，设置调谐器单元4内的各个单元。而且，在执行VC0校准期间，主机CPU44 也进行控制，以使得内部时钟加速。下面更详细地描述用于增大内部时钟的速度的处理。 此外，在执行VC0校准期间，主机CPU44通过接通上述直通式电路411的开关411s来控制 LNA410的选择，并且还减少下面描述的VC0振荡电流。
[0058] 1-1-3、VC0 配置实例
[0059] 接下来，参照图3的方框图，描述本地振荡器420内的VC0430的配置实例。VC0430 由LC调谐电路431和振荡器432构造。振荡器432连接至可变电流源433。LC调谐电路 431具有与每个子频带对应的调谐电容器31-1到31-m、压控调谐电容器33以及调谐电感 器34。构成LC调谐电路431的各个元件并联连接。开关32-1到32-m分别与调谐电容器 31-1到3Ι-m串联连接。
[0060] 要注意的是，在以下描述中，在不需要分别描述每个调谐电容器31-1到31-m的情 况下，这些单元简称为调谐电容器31。类似地，在不需要分别描述每个开关32-1到32-m的 情况下，这些单元简称为开关32。
[0061] 调谐电容器31由例如嵌入芯片上的二极管配置。压控调谐电容器33是用于控制 电容值的可变电容二极管。压控调谐电容器33的电容值由施加给其Vc端(未示出）的控制 电压Vc控制。图4的（A)示出了压控调谐电容器33的控制电压Vc与电容值Cv之间的关 系。在图4的（A)中，水平轴表示控制电压Vc (Vt)，垂直轴表示压控调谐电容器33的电容 值Cv (pF)。如图4的（A)中所示，所施加的控制电压Vc越小，压控调谐电容器33的电容 值Cv就越大，并且所施加的控制电压Vc越大，压控调谐电容器33的电容值Cv就越小。
[0062] 调谐电感器34由例如嵌入芯片上的电感器配置。而且，振荡器432的振荡频率由 LC调谐电路431控制，该LC调谐电路由其开关32已经设为接通的调谐电容器31、压控调 谐电容器33以及调谐电感器34配置。如果例如设置一个调谐电容器31，那么可通过以下 公式1计算由LC调谐电路431振荡的振荡器432的振荡频率Fc。在公式1中，"L"表示调 谐电感器34的电感，并且"C"表示调谐电容器31的电容值。 1 .
[0063]振荡频率 ++++++++a++++++公式 1
[0064] 图4的（B)示出了振荡器432的控制电压Vc与振荡频率Fc之间的关系。在图4 的（B)中，水平轴表示控制电压Vc (Vt)，垂直轴表示振荡器432的振荡频率Fc。如图4的 (B冲所示，所施加的控制电压Vc越小，振荡器432的振荡频率Fc就越小，并且所施加的控 制电压Vc越大，振荡器432的振荡频率Fc就越大。
[0065] 实际上，提供m个调谐电容器31。在这种情况下，可通过以下公式2计算振荡器 432的振荡频率Fc。在公式2中，"L"表示调谐电感器34的电感，并且"C32-1"到"C32-m" 分别表示每个调谐电容器31-1到31-m的电容值。
[0066] S卩，其开关32接通的调谐电容器31的数量越大(参照图3)，振荡频率Fc就越低， 并且其开关32接通的调谐电容器31的数量越小，振荡频率Fc就越高。
[0067] 振荡频率 7tx!Ln(i： v +C； ：i 2 ...... 1 + C 3 2 ...... 2 + · * * C； ：f 2 .....公式 2 Fc
[0068] 图5示出了在由根据本实施方式的LC调谐电路(S卩，在图3中所示的LC调谐电路 431)振荡的振荡器432的振荡频率Fc与控制电压Vc之间的关系。水平轴表示控制电压Vc (Vt)，垂直轴表示振荡器432的振荡频率Fc(f)。在图2中所示的所有调谐电容器31-1到 31-m接通并且控制电压Vc设为预定的电压(例如，0. 9V)时，振荡器432的振荡频率Fc是 由图中的"F1"表示的值。
[0069] 而且，振荡频率Fc也随着所施加的控制电压Vc变化而变化。如果控制电压Vc的 值从其最小值变成其最大值，那么振荡频率Fc从振荡频率Fin (该频率为其最小值）变成 振荡频率Fix (该频率为其最大值)。即，在所有调谐电容器31接通时，可由该振荡频率Fc 覆盖的频带从振荡频率Fin到振荡频率Fix。在本实施方式中，具有振荡频率Fc的各个频 带根据接通的调谐电容器31的数量改变，这些相应的频带称为"子频带"。在图5中，由在 所有调谐电容器31接通时获得的振荡频率Fc覆盖的子频带表示为子频带Sb-1。
[0070] 在调谐电容器31中，如果仅仅断开调谐电容器31-1 (参照图3)，控制电压Vc的 值固定，那么LC调谐电路431生成振荡频率F2,该振荡频率F2是比振荡频率F1更高的频 率。因此，通过增大/减小控制电压Vc，在振荡器432的振荡频率Fc从最小的振荡频率F2 变成最大的振荡频率F2x时的持续时间根据控制电压Vc的值而改变。在图5中，具有仅仅 在断开一个调谐电容器31时生成的振荡频率Fc的频带被表示为子频带Sb-2。
[0071] 如上所述，LC调谐电路431中的调谐电容器31由嵌入芯片上的可变电容二极管配 置。因此，每个调谐电容器31的电容值的可变范围较小，大约为几 pF (从0V到3. 3V)。在 本实施方式中，通过提供具有较小的可变范围的多个这种调谐电容器31形成多个子频带， 从而可包含较宽的范围，作为本地振荡频率范围。
[0072] 在选择与接收频率对应的子频带Sb时，通过由被配置为PLL电路的本地振荡器 420进行反馈控制，通过分割振荡器432的振荡频率Fc所获得的频率与接收频率同步。然 而，由于可变电容二极管(可变电容元件)用作LC调谐电路431的压控调谐电容器33,所以 电容-电压（C-V)特性根据使用时的周围温度和湿度以及电源的电压等因素而改变。即， 与接收频率对应的子频带Sb还可根据这种因素的变化而变化。因此，在本实施方式中，例 如，每当进行频道选择时，通过执行"VC0校准"以搜索与接收电压对应的子频带Sb，使压控 调谐电容器33的C-V特性的不均匀性平坦。
[0073] 在此处，参照图5和图6中的流程图，描述根据本实施方式的VC0校准操作的实 例。如图6中所示，首先，例如，根据下述控制逻辑，施加给压控调谐电容器33的控制电压 Vc被固定为预定的值(例如，0.9V)(步骤S1)。然后，接通与调谐电容器31连接的所有开 关32 (步骤S2)。在这种状态中，振荡器432振荡(步骤S3)，然后，确定振荡器432的振荡 频率Fc是否大于根据接收频率确定的PLL锁定目标频率Ftg (步骤S4)。
[0074] 如果振荡频率Fc等于或小于目标频率Ftg，那么断开与调谐电容器31连接的一个 开关32(步骤S5)，然后，再次进行在步骤S4中进行的确定。而且，如果确定振荡频率Fc大 于目标频率Ftg，那么在输出振荡频率Fov的子频带Sb-i (其中，i为自然数）处，开始PLL 反馈控制，该振荡频率是大于目标频率Ftg的频率(步骤S6)。
[0075] 如图5中所示，大于目标频率Ftg的振荡频率Fov表示在由控制电压Vc在图6的 步骤S1中生成的振荡频率Fc (其值固定）之中，其值大于目标频率Ftg的频率。振荡频率 Fc具有不同的值(换言之，连接的调谐电容器31的数量)，根据该值，选择子频带Sb。在本 实施方式中，生成大于目标频率Ftg的振荡频率Fov的子频带Sb-i被视为与接收频率对应 的子频带Sb。
[0076] 要注意的是，由于目的在于搜索生成与目标频率Ftg具有较小差别（在预定的范 围内）的振荡频率Fc的子频带Sb，所以振荡频率Fc能够为不大于目标频率Ftg的值。例 如，在生成振荡频率Fov的子频带Sb-i和先前搜索的子频带Sb- (i-Ι)之中，生成最靠近目 标频率Ftg的振荡频率Fc的子频带Sb还可被视为与接收频率对应的子频带Sb。
[0077] 存储关于哪个子频带是与接收频率对应的子频带Sb的信息，直到PLL被锁定在被 确定为与接收频率对应的子频带Sb处。例如，关于子频带Sb的信息可被表示为连接的调 谐电容器31的数量。要注意的是，除了调谐电容器31的数量，关于子频带Sb的信息还可 包括关于具有比目标频率Ftg更大的值的振荡频率Fov的信息。而且，例如，关于接收频率 和子频带Sb的信息可存储在表格内并且甚至在锁定PLL之后保留该信息。
[0078] 在此处，返回图3,再次描述根据本实施方式的VC0430的配置。如上所述，调谐电 感器34被配置为嵌入芯片上的电感器。因此，调谐电感器34的电感为0到20nH (较低)， 并且Q值也是10或以下的低值。在由这种调谐电感器34和上述调谐电容器31以及压控 调谐电容器33构成的VC043振荡时，通常仅仅可生成在GHz内的高频。然而，在本实施方式 中，由VC043生成的振动频率由未示出的分频器分成大约为源振荡的范围的1/32的范围。 这就使得能够覆盖从2, 200MHz到4, 400MHz的振荡频率范围，该范围大约为由卫星广播使 用的从950MHz到2, 150MHz的范围的两倍。
[0079] 图7为示出根据本实施方式的子频带Sb的配置实例的解释图。在图7中，水平轴 表示频率(MHz),垂直轴表示控制电压。在图7的示图中所示的向上倾斜到右边的多个直线 表示每个子频带Sb。具有最低振荡频率的子频带Sb-Ι显示了在连接图3中所示的所有调 谐电容器31的状态中变化的振荡频率。而且，具有最高振荡频率的子频带Sb-m显示了在 已经断开所有调谐电容器31的状态中变化的振荡频率。
[0080] 如上所述，由于如果由VC0430生成在2, 200MHz到4, 400MHz的范围内的本地振荡 频率是可接受的，那么在本实施方式中，覆盖多个子频带Sb的频率范围也可从2, 200MHz到 4, 400MHz。然而，为了避免由可变电容二极管构成的压控调谐电容器33的不均匀性造成在 实际操作期间未获得期望的本地振荡频率的现象，在根据本实施方式的接收设备10中，将 振荡器432的频率范围设为从1，950MHz到4, 850MHz。即，这表示在除了用作本地振荡频 率频带的2, 200MHz到4, 400MHz带宽以外的区域内，具有子频带Sb。因此，从1，950MHz到 2, 200MHz的区域以及从4, 400MHz到4, 850MHz的区域也包含在VC0校准执行目标内，在该 目标中，搜索子频带Sb。
[0081] 然而，这种方式的配置表示在执行VC0校准期间扫描的频率频带内，包括在卫星 广播接收期间VC0430的输入频率1，950MHz到2, 200MHz。因此，不仅在执行VC0校准期间 扫描的频率与在由另一个调谐器单元4进行频道选择期间的频率完全匹配时，而且甚至在 扫描低得多的频率(例如，1，950MHz)时，干扰其他调谐器单元4。在覆盖子频带Sb的频率 范围被设为与本地振荡频率完全相同的频率范围时，如果在执行VC0校准期间扫描的频率 与在由另一个调谐器单元4进行频道选择期间的频率完全匹配，那么也发生这种现象。
[0082] 为了解决这种问题，在根据本公开实施方式的接收设备10中，在执行VC0校准期 间的内部时钟(主机CPU44的时钟频率）的速度增大。即，通过在执行VC0校准期间缩短子 频带Sb的搜索时间，在接收预定频率期间干扰其他调谐器单元4的持续时间缩短。参照在 下面图8中所示的本地振荡器420 (PLL电路)的方框图，描述增大内部时钟的速度的处理。
[0083] 在图8中所示的本地振荡器420被配置为PLL电路，该电路包括生成参考信号 的液晶振荡器421、分频器422、相位比较器423、回路滤波器424、VC0430以及可变分频器 425。而且，本地振荡器420还包括分频器426、频率计数器427、控制逻辑428、控制电压施 加单元429、分频器440以及分频器441。
[0084] 分频器422将由液晶振荡器421生成的参考频率除以1/R (R分割)，以产生比较 频率Frr，并且将所产生的比较频率Frr馈送给相位比较器423。相位比较器423比较该比 较频率Frr (由分频器422分割的频率）的相位和分割频率Fdv的相位，该分割频率Fdv由 VC0430生成并且由可变分频器425分割。然后，相位比较器423根据该相位差(误差信号） 生成信号，并且将生成的信号输入到回路滤波器424中。回路滤波器424将从相位比较器 423输入的误差信号转换成直流电压，并且将该电压施加给VC0430。VC0430根据从回路滤 波器424施加的直流电压的大小，改变振荡频率，并且将所生成的振荡频率馈送给可变分 频器425。通过进行这种PLL反馈控制，馈送给可变分频器425的振荡频率Fdv的相位因此 被锁定到比较频率Frr的相位。即，振荡频率Fdv变成与比较频率Frr精确相同的频率。 [0085] 可变分频器425是通过使由液晶振荡器421生成的参考频率乘以1/N (N分割)或 N倍来生成分割频率Fdv的分频器。在本实施方式中，通过调整分频器422的分割比率R和 可变分频器425的分割比率N的值，在"2"到"32"之间切换整体分割比率，在这样配置的 PLL电路中，PLL被锁定在由VC0430生成的本地振荡频率与期望频率之间的差值足够小时 的点。
[0086] 分频器426是在执行VC0校准期间选择的分频器。由VC0430生成的振荡频率乘 以1/M倍（M分割)，并且输入到频率计数器427中。分频器426的分割比率Μ设为例如"32" 等。要注意的是，在本实施方式中，虽然由于VC0430的本地振荡频率频带被设为接收频率 的值的两倍，所以提供用于分割输入到频率计数器427中的频率的分频器426,但是例如， 在本地振荡频率频带和接收频率相同的情况下,可省略分频器426。
[0087] 频率计数器427通过计算由分频器426分割的频率(作为输入）来测量VC0430的 本地振荡频率Fc，并且计算所测量的本地振荡频率Fc与根据期望目标频率Ftg生成的比较 频率Frr之间的差值。针对生成振荡频率F1、F2. . . Fok的在图5中所示的每个子频带Sb， 进行该差值计算处理。即，执行该处理，直到发现生成比根据目标频率Ftg生成的比较频率 Frr大的振荡频率Fov的子频带Sb。
[0088] 控制逻辑428根据关于由频率计数器427计算的差值的信息，控制VC0430和控制 电压施加单元429。具体而言，如果确定所选择的子频带Sb处的振荡频率Fc低于比较频 率Frr，那么控制逻辑428发出将子频带Sb切换至VC0430的命令。而且，控制逻辑428还 控制控制电压施加单元429,以使得控制电压Fv固定为例如0. 9V。如果确定所选择的子频 带Sb处的振荡频率Fc大于比较频率Frr，那么控制逻辑428进行控制，以使得将电压施加 给回路滤波器424的电源从控制电压施加单元429切换到相位比较器423。控制电压施加 单元429通过回路滤波器424将由控制逻辑指示的控制电压施加给VC0430。
[0089] S卩，在搜索用于生成振荡频率Fov的子频带Sb期间，由VC0430、分频器426、频率 计数器427、控制逻辑428、控制逻辑428、控制电压施加单元429以及回路滤波器424形成 的回路控制VC0430的振荡频率Vc。在已经发现生成振荡频率Fov的子频带Sb之后，由 VC0430、可变分频器425、相位比较器423以及回路滤波器424形成的回路控制VC0430的振 荡频率Vc。而且，将PLL锁定在由VC0430生成的振荡频率与期望接收频率之间的差值足够 小时的点。
[0090] 分频器440通过将由液晶振荡器421生成的参考频率乘以1/F (F分割)，来生成 比较频率，并且将所生成的比较频率馈送到频率计数器427和控制逻辑428。在本实施方式 中，在实际上选择频道时(在接收广播信号时）的分频器440的分割比率F与在执行VC0校 准时的分割比率不同。具体而言，如果液晶振荡器421参考频率设为例如16MHz，那么分割 比率F在频道选择期间设为" 16"并且在执行VC0校准时设为" 1"。
[0091] 被配置为PLL电路的本地振荡器420的时钟频率是通过将由液晶振荡器421生成 的参考频率除以分割比率F分所获得的值。即，通过在执行VC0校准期间将分频器440的 分割比率F变成例如"1"，本地振荡器420的时钟频率变成16MHz (参考频率/1 (分割比 率)=16)。由于在频道选择期间本地振荡器420的正常时钟频率是16ΜΗζ/16=1ΜΗζ，所以可 以理解的是，在执行VCO校准期间，PLL电路的时钟频率增大。因此，由于翻动频率计数器 427的最小步长减小(在本实施方式中，1MHz)，所以将控制电压施加给本地振荡器420的间 隔也减小。即，针对一个子频带Sb搜索本地振荡频率所需要的时间更短。
[0092] 分频器441通过分割由VC0430生成的本地振荡频率来执行与接收频率频带匹配 的处理。
[0093] 通过像这样进行控制，由于执行VC0校准所需要的时间(搜索生成振荡频率Fov的 子频带Sb所需要的时间)更短，所以本地振荡频率及其倍增和分割分量从VC0430泄露的持 续时间本身也更短。在本发明人实际上测量针对一个子频带Sb搜索本地振荡频率所需要 的时间时，在分割比率F设为" 16"时，所需要的时间是64 μ s，而在分割比率F设为" 1"时， 所需要的时间是4 μ s。
[0094] 在本实施方式中，通过参照解调器41进行误差校正所花费的处理时间，设置分频 器440的分割比率F。即，确定分割比率F的值，以使得搜索生成振荡频率Fov的子频带Sb 所需要的时间在误差校正处理时间内。通过以下公式可计算误差校正处理时间。
[0095] 符号长度（/巾贞）/广播信号传输速率-----公式3
[0096] 通过以下公式可确定"符号长度（/帧)"。
[0097] (误差可校正比特数(单位：字节)）X (块交织长度(单位：帧)）X符号率--公 式4
[0098] 例如，由解调器41执行的误差校正的类型是"缩短的Reed-Solomon (204, 188)"。 如果要接收的广播波是BS数字广播，那么插入以上公式3和4内的参数是以下值。
[0099] 误差可校正比特数=误差可校正比特数：8 (字节）X 8 (帧）=64 (字节）块交织长 度：8 (中贞）
[0100] 编码率：1/2
[0101] 广播信号传输速率：28. 86 (Mb/s)
[0102] 因此，根据公式1 :
[0103] 64 (字节）X8 (帧）Xl/2=256 (符号）
[0104] 将其插入公式2中，提供以下计算。
[0105] 256 (符号）/28. 86 (Mb/s) =8. 87 (μ s)
[0106] 如上所述，通过将本地振荡器420内的分频器440的分割比率F设为"1"，针对 一个子频带Sb搜索本地振荡频率所花费的时间为"4ys"。即，这比误差校正处理时间 8. 87 μ s更短。因此，即使由于执行VC0校准从而发生位误差，由解调器41进行的误差校正 也可校正该误差。
[0107] 要注意的是，虽然在本文中描述了针对一个子频带Sb搜索本地振荡频率所花费 的时间适合在误差校正处理时间范围内的实例，但是本公开不限于此。只要针对一个子频 带Sb搜索本地振荡频率所花费的时间比过去更短，分割比率F就可设为另一个值。
[0108] 1-2、接收处理实例
[0109] 接下来，将参照在图9中所示的流程图，描述由主机CPU44 (参照图4)执行的接收 处理的实例。首先，主机CPU44确定是否已经达到VC0校准的执行时间（步骤Sll)。VC0校 准的执行时间被设为预定的时间，例如，在启动调谐器单元4时，在接收的频道改变时等。 如果确定还未到达VC0校准的执行时间，那么在步骤S11中进行的确定继续。如果确定已经 到达VCO校准的执行时间，那么主机CPU44确定是否操作另一个调谐器单元4 (步骤S12)。 如果确定不操作另一个调谐器单元4,那么处理完成。
[0110] 如果确定操作另一个调谐器单元4,那么根据相关技术的时钟频率计算可变 LPF415 (参照图2)的截止频率，但不改变分割比率F的设置(步骤S13)。然后，被配置为 PLL电路的本地振荡器420的时钟速度增大(步骤S14)。在本实施方式中，如上所述，通过 将分割比率F设为较大的值，本地振荡器420的时钟频率的速度可被增大。
[0111] 接下来，通过接通直通式电路411的开关411s (参照图4)，选择LNA410侧，并且 进行控制以抑制本地振荡器420的振荡电流(步骤S15)。然后，执行VC0校准(步骤S16)。 在已经执行VC0校准之后，PLL电路的时钟频率返回其原始值(步骤S17)。然后，通过接通 直通式电路411的开关41 ls，选择直通式电路侧，并且停止对本地振荡器420的本地振荡电 流的抑制(步骤S18)。
[0112] 要注意的是，在步骤S14和S15中所示的各个处理以及步骤S17和S18的处理顺 序不限于以上顺序。可按照相反的顺序来执行这些处理
[0113] 根据上述本实施方式，由于在执行VC0校准期间的内部时钟(在以上实例中，PLL 电路的时钟频率)加速，所以搜索与接收频率对应的子频带Sb所花费的时间也加速。因此， 本地振荡频率及其倍增和分割分量向调谐器单元4泄露的持续时间本身也更短。因此，在 解调期间由另一个调谐器单元4向图像中增加的持续时间也会缩短。
[0114] 而且,根据上述本实施方式，针对一个子频带Sb搜索本地振荡频率所花费的时间 适合在误差校正处理时间范围内。因此，即使由于执行VC0校准而发生位误差，由解调器41 进行的误差校正也可校正该误差。
[0115] 此外，根据上述本实施方式，由于在执行VC0校准期间选择LNA410,所以通过 LNA410减少了本地振荡频率及其倍增和分割分量的泄露量。
[0116] 更进一步地，根据上述本实施方式，由于在执行VC0校准期间，抑制了 VC0430的振 荡电流，所以减少了由VC0430的振荡造成的功耗。因此，也减少了本地振荡频率及其倍增 和分割分量的泄露量。
[0117] 而且，根据上述本实施方式，执行VC0校准所花费的时间更短。这不仅允许在广播 信号接收频带内发生的在调谐单元4之间的干扰的影响减小，而且允许在VC0430内的振荡 器432的振荡频率频带（GHz频带）内发生的在调谐单元4之间的干扰的影响减小。
[0118] 2、本公开的第二实施方式
[0119] 接下来，将参照图10和11描述本公开的第二实施方式。根据本实施方式的接收设 备的配置与在图1中所示的接收设备10的配置相同。即，接收设备中的调谐器单元的配置 与在图2中所示的调谐器单元4的配置相同，调谐器单元内的VC0的配置与图3中所示的 VC0430的配置相同，并且本地振荡器的配置与图8中所示的本地振荡器420的配置相同。
[0120] 图10为示出由作为控制单元的主机CPU44 (参照图1)执行VC0校准期间执行的 处理的流程图。根据本实施方式的接收设备l〇a (未示出）在执行VC0校准期间将在子频 带Sb的搜索操作(本地振荡频率搜索操作）中未涉及的模块设为休眠状态。
[0121] 首先，主机CPU44 (参照图2)确定是否已经达到VC0校准的执行时间（步骤S21)。 VC0校准的执行时间设为预定时间，例如，在启动调谐器单元4时，在接收的频道改变时等。 如果确定还未达到VC0校准的执行时间，那么在步骤S21中进行的确定继续。如果确定已经 达到VCO校准的执行时间，那么主机CPU44确定是否操作另一个调谐器单元4 (步骤S22)。 如果确定不操作另一个调谐器单元4,那么处理完成。如果确定操作另一个调谐器单元4， 那么设置主机CPU44,以使得可变分频器425 (参照图10)、I/Q混频器412和413以及基带 放大器417和418 (分别参照图2)(这些是在本地振荡频率搜索操作中未涉及的模块）处 于休眠状态中（步骤S23)。
[0122] 此处使用的术语"休眠状态"表示其中具有足以保持完全断开这些模块中的每个 的电平的小电流流动的状态。"小电流"是这样的电流，该电流具有的电平足以使某些电荷 保持在包含在构成这些模块的半导体元件内的电容元件内，或者在与其相等的现有寄生电 容的电容内。通过在半导体元件的电容内保持某个电荷量，从休眠状态返回到正常状态所 需要的时间可缩短。而且，通过在半导体元件的电容内保持某个电荷量，甚至在再次返回正 常状态时，消除了 VC0430的输入阻抗的变化。因此，可防止阻抗的变化造成VC0430的振荡 频率偏离了最初预期的频率。
[0123] 接着，主机CPU44执行VC0校准(步骤S24 )。即，主机CPU44使用VC0430开始进行 子频带Sb搜索，并且以期望频率振荡。然后，主机CPU44确定VC0校准是否已经完成(步骤 S25)。在步骤S25中进行的确定继续，直到确定已经完成VC0校准。在已经完成VC0校准 时，主机CPU44确定锁定PLL是否已经被锁定在与接收频率对应的子频带Sb处(步骤S26)。 在未锁定PLL期间，在步骤S26中进行的确定继续。
[0124] 如果PLL被锁定在与接收频率对应的子频带Sb处，那么在步骤S23中被设置为休 眠状态的可变分频器425、I/Q混频器412和413以及基带放大器417和418的操作重新开 始(步骤S27)。因此，基带信号由本地振荡器420a生成，由可变分频器425分割，通过I/Q 混频器412和413与输入射频信号混合，并且由基带放大器417和418放大，再次从接收设 备10a中输出。
[0125] 图11为示出在由根据本实施方式的接收设备执行图10中所示的处理时，信号辐 射量的变化的实例的示图。图11的（A)、ll的（C)以及11的（E)为调谐器单元4的配置实 例的方框图，图11的（B)和11的（D)为示出从调谐器单元4中泄露的信号的频率和信号电 平(功率）的示图。
[0126] 图11的（A)示出了其中由于执行VC0校准，使得可变分频器425、I/Q混频器412 和413以及基带放大器417和418已被设为休眠状态的一种状态。处于休眠状态的模块已 经涂有色彩。通过执行这种处理，来自调谐器单元4的信号辐射量仅仅限于从本地振荡器 420发射的辐射。因此，如图11的（B)中所示，来自调谐器单元4的信号辐射量小于紧接在 休眠之前的辐射量。
[0127] 图11的（C)为在VC0校准执行期间使用方框图示出调谐器单元4的状态的概念 图。执行VC0校准，同时可变分频器425、I/Q混频器412和413以及基带放大器417和418 依然处于休眠状态。图11的（D)为示出在执行VC0校准期间来自调谐器单元4的信号辐 射量的示图。在VC0校准执行期间，如上所述，由于正在执行子频带Sb搜索，所以所发射的 频率具有较大范围。然而，由于信号电平较小，所以其他调谐器单元4上的有害辐射量也被 抑制为低水平。
[0128] 图11的（E)为在已经完成VC0校准之后使用方框图示出调谐器单元4的状态的 概念图。在已经完成VC0校准之后，可变分频器425、I/Q混频器412和413以及基带放大 器417和418的操作被重启。因此，如图11的（F)中所示，来自调谐器单元4的信号辐射 量返回至这些相应的模块被设为休眠状态之前的水平。即，其他调谐器单元4上的有害辐 射量也增大。
[0129] 然而，由于在该点发射的信号的频率固定(是固定频率)，所以只要该固定频率以 及其他调谐器单元4上的振荡频率Fc没有特定的频率关系，就不干扰其他调谐器单元4。 可预先研究固定频率与其他调谐器单元4上的振荡频率Fc之间形成该特定频率关系的条 件。因此，可根据研究结果设置为使各个振荡频率Fc彼此分开，从而防止频率之间的干扰。
[0130] 根据上述本实施方式，在VC0校准执行期间，可变分频器425、I/Q混频器412和 413以及基带放大器417和418处于休眠状态。因此，可能成为对其他调谐器单元4的有害 辐射的信号辐射量仅仅限于从本地振荡器420发射的辐射，其他调谐器单元4从其他频道 接收广播波。因此，空中的辐射的绝对量减少。而且，通过将I/Q混频器412和413以及基 带放大器417和418设置为休眠状态，从布线的角度来看，其他接收设备10的射频信号输 入端和该接收设备10的射频信号输入端在其他频道广播波的频道选择期间，实质上是彼 此切断的。即，根据本实施方式，在由其他调谐器单元4接收期间的图片中出现的有害辐射 造成的噪音量可减少。
[0131] 此外，通过将I/Q混频器412和413设置为休眠状态，输入I/Q混频器412和413 中的两个不同频率之和和之差的频率或者二次谐波和三次谐波的之和和之差的频率（寄生 频率）的发生可降低。更进一步地，通过将基带放大器417和418设置为休眠状态，可防止 放大由I/Q混频器412和413产生的寄生频率。
[0132] 图12为示出在使根据本实施方式的本地振荡频率搜索操作中未涉及的模块休眠 时测量的寄生电平与在通常的情况下未使这些模块休眠时测量的寄生电平之间的比较的 示图。示图的水平轴表示寄生电平(单位：dBm)，垂直轴表示频率(单位：MHz)。在本地振荡 频率搜索操作中未涉及的模块处于休眠状态时测量的寄生电平由实线表示，并且在相关技 术的情况下未使这些模块休眠时测量的寄生电平由虚线表示。
[0133] 如图12中所示，可以看出，在其中进行测量的大约1，300MHz至大约2, 100MHz的 范围内，在执行根据本实施方式的处理时的由实线表示的寄生电平是比相关技术的情况下 的寄生电平具有更低的值。尤其地，在大约2, 100MHz时，当与相关技术的情况一样而未使 这些模块休眠时测量出的寄生电平大约为_105dBm，而在执行根据本实施方式的处理时的 由实线表示的寄生电平为大约_120dBm的低值。即，对其他调谐器单元4的影响可减少寄 生电平减少量。
[0134] 3、其他变形例
[0135] 要注意的是，虽然在本公开的上述第二实施方式中，描述了其中在执行VC0校准 期间，可变分频器425、I/Q混频器412和413以及基带放大器417和418被设为休眠状态 的实例，但是本公开不限于该实例。其他模块也可设为休眠状态，只要这种模块并非VC0430 即可。例如，如果在可变分频器425之前或者在VC0430内设置前置放大器，那么在执行VC0 校准期间，该前置放大器也可设为休眠状态。通过这种方式进行处理，可防止从前置放大器 输出具有由信号失真造成的大振幅的信号。
[0136] 而且，在上述本公开的各个实施方式中，虽然描述了其中VC0430具有多个子频带 Sb的实例，但是本公开不限于此。例如，只要依然可执行VC0430的校正(优化)，VC0430中 的振荡器的调谐电容器31就可由单个可变电容二极管配置。
[0137] 此外，在上述本公开的各个实施方式中，虽然描述了 VC0430安装在1C上的实例， 但是本公开不限于此。本公开还可适用于一种配置中，在该配置中，与过去一样，VC0430的 调谐电容器31设置于1C的外部。
[0138] 更进一步地，在上述本公开的各个实施方式中，虽然描述了用作频率选择元件的 调谐电容器31由可变电容二极管构成的实例，但是本公开不限于此。只要使用可变电容元 件，本公开就还可适用于其中使用可变电容二极管以外的元件的构造中。
[0139] 甚至更进一步地，在上述本公开的各个实施方式中，虽然描述了每当进行频道选 择时执行VC0校准的实例，但是本公开不限于此。可仅在启动调谐器单元4时或者在某个 其他时间，执行VC0校准。
[0140] 而且，在上述本公开的各个实施方式中，虽然描述了按照从具有最低振荡频率Fc 的子频带Sb-i开始的顺序进行子频带Sb搜索的实例，但是本公开不限于此。例如，可按照 从具有最高振荡频率Fc的子频带Sb-m开始的顺序进行子频带Sb搜索，或者该搜索可从子 频带Sb的任一端开始，并且朝着中心进行。
[0141] 进一步地，在上述本公开的各个实施方式中，虽然描述了在VC0校准执行期间内 部时钟速度增大并且除了配置调谐器单元4的VC0430之外的模块设为休眠状态的实例，但 是本公开不限于此。该处理不限于在执行"校准"时，并且出于某个其他目的，在进行本地 振荡频率搜索期间可执行该处理。
[0142] 此外，在上述本公开的各个实施方式中，虽然描述了 PLL回路在子频带Sb搜索期 间并未进行操作而是在已经发现子频带Sb之后进行操作的实例，但是本公开不限于此。例 如，本公开还可适用于其中在锁定PLL的同时一步一步地增大或减小频率的配置中。
[0143] 更进一步地，在上述本公开的各个实施方式中，虽然描述了解调器41根据 Reed-Solomon编码进行误差校正的实例，但是本公开不限于此。可使用某种其他方法，只要 其是具有误差校正间隙（时隙）的误差校正方法即可。
[0144] 甚至更进一步地，如上所述，VC0430的振荡频率不限于设为接收频率的两倍，可设 置为接收频率的某个其他倍数或与接收频率相同的频率。而且，如上所述，本公开不限于接 收卫星广播波，本公开还可适用于通过某种其他方法(例如，从地面数字广播中）接收广播 波的配置中。
[0145] 本领域的技术人员应理解的是，只要在所附权利要求或其等同物的范围内，根据 设计要求和其他因素，可进行各种修改、组合、次组合以及变更。
[0146] 另外，还可如下配置本技术。
[0147] (1)-种接收设备，包括：
[0148] 至少一个分频器，所述至少一个分频器被配置为分割通过天线所接收到的高频信 号；
[0149] 高频处理单元，所述高频处理单元被配置为输出通过混合由所述分频器分割的所 述高频信号和由包括压控振荡器的本地振荡器生成的本地振荡频率所获得的接收信号；以 及
[0150] 控制单元，所述控制单元被配置为执行压控振荡器优化，以搜索在施加至所述压 控振荡器的控制电压与所述压控振荡器的所述本地振荡频率之间的关系，并且在执行所述 压控振荡器优化时增加时钟频率速度。
[0151] (2)根据（1)所述的接收设备，其中，在所述压控振荡器中的频率选择元件包括可 变电容元件。
[0152] (3)根据（1)或（2)所述的接收设备，
[0153] 其中，所述频率选择元件由多个调谐电容器、压控调谐电容器和调谐电感器构成， 以及
[0154] 其中，所述多个调谐电容器和所述压控调谐电容器彼此并联连接。
[0155] (4)根据（3)所述的接收设备，
[0156] 其中，所述多个调谐电容器通过开关来接通和断开，以及
[0157] 其中，所述控制单元被配置为在执行所述压控振荡器优化期间，通过在施加至所 述压控调谐电容器的控制电压被固定为预定值的状态下改变所述开关的接通/断开状态 来切换子频带，所述子频带为覆盖所述开关的单个连接状态中的所述压控振荡器的振荡频 率范围。
[0158] (5)根据（4)所述的接收设备，
[0159] 其中，所述本地振荡器被配置为PLL电路，并且
[0160] 其中，所述控制单元被配置为使所述压控振荡器在已切换了所述子频带的状态下 振荡，并且当所述压控振荡器的振荡频率与预定接收频率之间的差值在预定范围内时，在 所述子频带上启动所述
[0161] PLL电路的反馈控制。
[0162] (6)根据（1)到（5)中任一项所述的接收设备，
[0163] 其中，当通过由所述分频器分割的高频信号所输入至的另一个高频处理单元执行 所述接收信号的输出时，执行所述压控振荡器优化。
[0164] (7)根据（1)到（6)中任一项所述的接收设备，其中，所述控制单元被配置为执行 控制，以在执行所述压控振荡器优化时抑制所述压控振荡器的振荡电流。
[0165] (8)根据（1)到（7)中任一项所述的接收设备，进一步包括：
[0166] 低噪声放大器，所述低噪声放大器被配置为放大由所述分频器分割的高频信号； 以及
[0167] 直通式电路，所述直通式电路被配置为切换所述低噪声放大器与被连接在所述低 噪声放大器之后的各个单元之间的连接状态，
[0168] 其中，所述控制单元被配置为执行控制，以在执行所述压控振荡器优化期间，通过 接通所述直通式电路来开启所述低噪声放大器。
[0169] (9)根据（1)到（8)中任一项所述的接收设备，进一步包括：
[0170] 解调单元，所述解调单元被配置为对从所述高频处理单元输出的接收信号执行误 差校正并且解调接收信号，
[0171] 其中，基于所述解调单元中的误差校正处理时间，确定在执行所述压控振荡器优 化期间被加速的内部时钟的频率。
[0172] (10)根据（4)到（9)中任一项所述的接收设备，其中，在执行所述压控振荡器优化 期间被加速的时钟的频率被设定为一值，以使得在与所述调谐电容器连接的开关的接通/ 断开状态已被固定为预定状态的状态下，所述压控振荡器的振荡频率的幅度与所述接收频 率的幅度相比较的时间比所述误差校正处理时间更短。
[0173] (11)-种接收方法，包括：
[0174] 分割通过天线接收到的高频信号；
[0175] 输出通过混合所分割的所述高频信号和由包括压控振荡器的本地振荡器生成的 本地振荡频率所获得的接收信号；
[0176] 当执行用于搜索在施加至所述压控振荡器的控制电压与所述压控振荡器的所述 本地振荡频率之间的关系的压控振荡器优化时,增加时钟频率速度。
【权利要求】
1. 一种接收设备，包括： 至少一个分频器，所述至少一个分频器被配置为分割通过天线所接收到的高频信号； 高频处理单元，所述高频处理单元被配置为输出通过混合由所述分频器分割的所述高 频信号和由包括压控振荡器的本地振荡器生成的本地振荡频率所获得的接收信号；以及 控制单元，所述控制单元被配置为执行压控振荡器优化，以搜索在施加至所述压控振 荡器的控制电压与所述压控振荡器的所述本地振荡频率之间的关系，并且在执行所述压控 振荡器优化时增加时钟频率速度。
2. 根据权利要求1所述的接收设备，其中，所述压控振荡器中的频率选择元件包括可 变电容元件。
3. 根据权利要求2所述的接收设备， 其中，所述频率选择元件由多个调谐电容器、压控调谐电容器和调谐电感器构成，以及 其中，所述多个调谐电容器和所述压控调谐电容器彼此并联连接。
4. 根据权利要求3所述的接收设备， 其中，所述多个调谐电容器通过开关来接通和断开，以及 其中，所述控制单元被配置为在执行所述压控振荡器优化期间，通过在施加至所述压 控调谐电容器的控制电压被固定为预定值的状态下改变所述开关的接通/断开状态来切 换子频带，所述子频带为覆盖所述开关的单个连接状态中的所述压控振荡器的振荡频率范 围。
5. 根据权利要求4所述的接收设备， 其中，所述本地振荡器被配置为PLL电路，并且 其中，所述控制单元被配置为使所述压控振荡器在已切换了所述子频带的状态下振 荡，并且当所述压控振荡器的振荡频率与预定接收频率之间的差值在预定范围内时，在所 述子频带上启动所述PLL电路的反馈控制。
6. 根据权利要求5所述的接收设备， 其中，当通过由所述分频器分割的高频信号所输入至的另一个高频处理单元执行所述 接收信号的输出时，执行所述压控振荡器优化。
7. 根据权利要求6所述的接收设备，其中，所述控制单元被配置为执行控制，以在执行 所述压控振荡器优化时抑制所述压控振荡器的振荡电流。
8. 根据权利要求6所述的接收设备，进一步包括： 低噪声放大器，所述低噪声放大器被配置为放大由所述分频器分割的高频信号；以及 直通式电路，所述直通式电路被配置为切换所述低噪声放大器与被连接在所述低噪声 放大器之后的各个单元之间的连接状态， 其中，所述控制单元被配置为执行控制，以在执行所述压控振荡器优化期间，通过接通 所述直通式电路来开启所述低噪声放大器。
9. 根据权利要求6所述的接收设备，进一步包括： 解调单元，所述解调单元被配置为对从所述高频处理单元输出的接收信号执行误差校 正并且解调接收信号， 其中，基于所述解调单元中的误差校正处理时间，确定在执行所述压控振荡器优化期 间被加速的内部时钟的频率。
10. 根据权利要求9所述的接收设备，其中，在执行所述压控振荡器优化期间被加速的 时钟的频率被设定为一值，以使得在与所述调谐电容器连接的开关的接通/断开状态已被 固定为预定状态的状态下，所述压控振荡器的振荡频率的幅度与所述接收频率的幅度相比 较的时间比所述误差校正处理时间更短。
11. 一种接收方法，包括： 分割通过天线接收到的高频信号； 输出通过混合所分割的所述高频信号和由包括压控振荡器的本地振荡器生成的本地 振荡频率所获得的接收信号； 当执行用于搜索在施加至所述压控振荡器的控制电压与所述压控振荡器的所述本地 振荡频率之间的关系的压控振荡器优化时，增加时钟频率速度。
12. 根据权利要求11所述的方法，进一步包括在通过控制单元执行所述压控振荡器优 化期间抑制所述压控振荡器的振荡电流。
【文档编号】H04N5/50GK104065897SQ201410088193
【公开日】2014年9月24日 申请日期:2014年3月11日 优先权日:2013年3月18日
【发明者】中岛朋纪 申请人:索尼公司