数据传输方法、装置和系统与流程

本发明涉及通信技术，尤其涉及一种数据传输方法、装置和系统。

背景技术：

在无线通信系统中，为了使多个用户能够同时接入，需要采用多址技术。常用的多址技术主要有：码分多址(Code Division Multiple Access，简称CDMA)、频分多址(Frequency Division Multiple Access，简称FDMA)、时分多址(Time Division Multiple Access，简称TDMA)等，其中，基于CDMA的宽带码分多址接入(Wide Code Division Multiple Access，简称WCDMA)技术和基于FDMA的正交频分多址接入(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，简称OFDMA)技术分别被第三代和第四代通信网络所采用。

但是，OFDM技术对相位和载波频率偏移十分敏感，它对各个子载波之间的正交性要求非常严格，任何一点小的载波频率偏移都会破坏载波间的正交性，从而导致载波间的干扰，使性能变差，因此，导致通信系统的可靠性较差。

技术实现要素：

本发明实施例提供一种数据传输方法、装置和系统，以解决载波频率偏移敏感的问题，从而提高通信系统的可靠性。

第一方面，本发明实施例提供一种数据传输方法，包括：

对数据进行编码和调制；

将所述调制后的数据映射到M个载波中的至少一个载波上，M为大于1的整数，所述M个载波的载波间距大于或等于数据速率，所述载波间距为两个载波的中心频点之间的间距；

对映射到每个载波上的数据进行扩频、加扰和预编码处理；

将所述扩频、加扰和预编码处理后的数据进行多载波调制；

将所述多载波调制后的数据发送给接收装置。

在第一方面的第一种可能的实现方式中，所述将所述调制后的数据映射到M个载波中的至少一个载波上，包括：

将系统带宽分割成M个连续的载波带宽；

将数据分配给所述M个载波中的至少一个载波。

根据第一方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，所述将数据分配给所述M个载波中的至少一个载波，包括：

将数据分配给所述M个载波带宽的至少两个连续的载波；或者，

将数据分配给至少两个非连续的载波，当所述非连续的载波的数量大于两个时，所述载波间距相等。

在第一方面的第三种可能的实现方式中，所述将所述扩频、加扰和预编码处理后的数据进行多载波调制，包括：

将所述M个载波上的信号经过M点的离散傅里叶逆变换IDFT变换为时域信号，其中，M为大于2的整数；

将所述IDFT变换后的时域信号进行循环延迟扩展；

将循环延迟扩展后的信号进行滤波、K点分段相加、并串转换后输出。

根据第一方面的第三种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，所述循环延迟扩展后的信号为ai(n-u)＝xmod(nK+i，M)(n-u)，其中，i为大于0的整数，表示M个载波信号循环延迟扩展后的标号，xmod(nK+i，M)为第mod(nK+i，M)载波上的信号，mod(nK+i，M)表示nK+i对M取模，K为过采样因子，n代表本次循环延迟扩展所处理的信号的最新时刻，n为大于0的整数，u为整数，且0≤u≤Lf/K-1，每次循环延迟扩展处理Lf/K组信号，每组信号包括M个数据。

根据第一方面的第四种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，

载波数M满足以下条件：M＝2^p，其中，p为大于1的整数，所述信号载波带宽B与载波码片级速率R的比值与所述过采样因子K与所述载波数M之间满足：K/M＝m×(B/R)，m为大于0的整数。

根据第一方面的第四种可能的实现方式，在第六种可能的实现方式中，所述多载波调制后的数据的发送速率为数据传输速率，所述数据传输速率满足以下条件：数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

根据第一方面的第六种可能的实现方式，在第七种可能的实现方式中，B/R＝5/4，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为300KHz，载波数M为16，过采样因子K为20，总带宽为4.8MHz。

根据第一方面的第六种可能的实现方式，在第八种可能的实现方式中，B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为16，过采样因子K为18，总带宽为4.32MHz。

根据第一方面的第四种可能的实现方式，在第九种可能的实现方式中，载波数M满足以下条件：M≠2^p，p为大于1的整数，补充数量为M1的虚载波使得载波总数M0＝M+M1＝2^p；

载波带宽B、载波码片级速率R、所述过采样因子K与载波总数M0之间满足：K/M0＝m×(B/R)；

所述多载波调制后的数据的发送速率为数据传输速率，所述数据传输速率满足：数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

根据第一方面、第一方面的第一种至第九种可能的实现方式中的任意一种，在第十种可能的实现方式中，每个所述载波的带宽为B KHz，B为大于0的任意数，所述系统占用带宽W＝每个所述载波的带宽B×载波数M。

根据第一方面的第十种可能的实现方式，在第十一种可能的实现方式中，B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为18，载波总数M0为32，过采样因子K为36，总带宽为4.86MHz。

第二方面，本发明实施例提供一种数据传输方法，包括：

通过接收端口接收发送装置发送的经过多载波调制的信号，其中，所述载波数为M，M为大于1的整数，所述M个载波的载波间距大于或等于数据速率，所述载波间距为两个载波的中心频点之间的间距；

对所述信号进行多载波解调；

对所述多载波解调后的信号进行解扩、解扰、解调以及译码操作，获得目标数据。

在第二方面的第一种可能的实现方式中，所述多载波解调，包括：

对所述经过多载波调制的信号进行循环延迟扩展，并进行离散傅里叶变换后DFT输出。

根据第二方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，所述对所述经过多载波调制的信号进行循环延迟扩展，并进行离散傅里叶变换后DFT输出，包括：

用存储器存储初始信号，将所述存储器中的信号进行滤波、M点分段相加、重排、M点DFT变换后输出；

存储器读入N个所述接收到的信号，丢弃最老的N个信号，将所述存储器中的信号进行滤波、M点分段相加、重排、M点DFT变换后输出，直到读完所有接收到的信号；

其中，所述存储器的长度为原型滤波器的长度，N为下采样因子，N的取值与发送装置进行多载波调制过程所采用的过采样因子K的取值相同，K和N为大于0的整数。

根据第二方面的第二种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，载波数M满足以下条件：M＝2^p，p为大于1的整数；

载波带宽B、载波码片级速率R、所述过采样因子K与载波数量M之间满足：K/M＝m×(B/R)，m为大于0的整数。

根据第二方面的第二种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，所述经过多载波调制的信号的发送速率为数据传输速率，所述数据传输速率满足以下条件：

数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

根据第二方面的第四种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，B/R＝5/4，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为300KHz，载波数M为16，过采样因子K为20，总带宽为4.8MHz。m的取值可以不为1。

根据第二方面的第四种可能的实现方式，在第六种可能的实现方式中，B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为16，过采样因子K为18，总带宽为4.32MHz。m的取值可以不为1。

根据第二方面的第二种可能的实现方式，在第七种可能的实现方式中，载波数M满足以下条件：M≠2^p，p为大于1的整数，补充数量为M1的虚载波使得载波总数M0＝M+M1＝2^p；

载波带宽B、载波码片级速率R、所述过采样因子K与载波总数M0之间满足：K/M0＝m×(B/R)；

所述经过多载波调制的信号的发送速率为数据传输速率，所述数据传输速率满足：数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

根据第二方面、第二方面的第一种至第七种可能的实现方式中的任意一种，在第八种可能的实现方式中，每个所述载波的带宽为B KHz，B为大于0的任意数，所述系统占用带宽W＝每个所述载波的带宽B×载波数M。

根据第二方面的第七种可能的实现方式，在第九种可能的实现方式中，B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为18，载波总数M0为32，过采样因子K为36，总带宽为4.86MHz。

第三方面，本发明实施例提供一种发送装置，包括：

编码调制模块，用于对数据进行编码和调制；

映射模块，用于将所述调制后的数据映射到M个载波中的至少一个载波上，M为大于1的整数，所述M个载波的载波间距大于或等于数据速率，所述载波间距为两个载波的中心频点之间的间距；

扩频和预处理模块，用于对映射到每个载波上的子数据进行扩频、加扰和预编码处理；

多载波调制模块，用于将所述扩频、加扰和预编码处理后的数据映射到发射端口，并进行多载波调制；

发送模块，用于将所述多载波调制后的数据发送给接收装置。

在第三方面的第一种可能的实现方式中，所述映射模块具体用于：

将系统带宽分割成M个连续的载波带宽；

将数据分配给所述M个载波中的至少一个载波。

根据第三方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，所述映射模块具体用于：

将数据分配给所述M个载波带宽的至少两个连续的载波；或者，

将数据分配给至少两个非连续的载波，当所述非连续的载波的数量大于两个时，所述载波间距相等。

在第三方面的第三种可能的实现方式中，所述多载波调制模块具体用于：

将所述M个载波上的信号经过M点的离散傅里叶逆变换IDFT变换为时域信号，其中，M为大于2的整数；

将所述IDFT变换后的时域信号进行循环延迟扩展；

将循环延迟扩展后的信号进行滤波、K点分段相加、并串转换后输出。

根据第三方面的第三种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，所述循环延迟扩展后的信号为ai(n-u)＝xmod(nK+i，M)(n-u)，其中，i为大于0的整数，表示M个载波信号循环延迟扩展后的标号，xmod(nK+i，M)为第mod(nK+i，M)载波上的信号，mod(nK+i，M)表示nK+i对M取模，K为过采样因子，n代表本次循环延迟扩展所处理的信号的最新时刻，n为大于0的整数，u为整数，且0≤u≤Lf/K-1，每次循环延迟扩展处理Lf/K组信号，每组信号包括M个数据

根据第三方面的第四种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，载波数M满足以下条件：M＝2^p，p为大于1的整数；

载波带宽B、载波码片级速率R、所述过采样因子K与载波数量M之间满足：K/M＝m×(B/R)，m为大于0的整数。

根据第三方面的第四种可能的实现方式，在第六种可能的实现方式中，所述多载波调制后的数据的发送速率为数据传输速率，所述数据传输速率满足以下条件：数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

根据第三方面的第六种可能的实现方式，在第七种可能的实现方式中，B/R＝5/4，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为300KHz，载波数M为16，过采样因子K为20，总带宽为4.8MHz。

根据第三方面的第六种可能的实现方式，在第八种可能的实现方式中，B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为16，过采样因子K为18，总带宽为4.32MHz。

根据第三方面的第四种可能的实现方式，在第九种可能的实现方式中，载波数M满足以下条件：M≠2^p，p为大于1的整数，引入数量为M1的虚载波使得载波总数M0＝M+M1＝2^p；

载波带宽B、载波码片级速率R、所述过采样因子K与载波总数M0之间满足：K/M0＝m×(B/R)；

所述多载波调制后的数据的发送速率为数据传输速率，所述数据传输速率满足：数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

根据第三方面、第三方面的第一种至第九种可能的实现方式中的任意一种，在第十种可能的实现方式中，每个所述载波的带宽为B KHz，B为大于0的任意数，所述系统占用带宽W＝每个所述载波的带宽B×载波数M。

根据第三方面的第十种可能的实现方式，在第十一种可能的实现方式中，B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为18，载波总数M0为32，过采样因子K为36，总带宽为4.86MHz。

第四方面，本发明实施例提供一种接收装置，包括：

接收模块，用于通过接收端口接收发送装置发送的经过多载波调制的信号，其中，所述载波数为M，M为大于1的整数，所述M个载波的载波间距大于或等于数据速率，所述载波间距为两个载波的中心频点之间的间距；

多载波解调模块，用于对所述信号进行多载波解调；

译码模块，用于对所述多载波解调后的信号进行解扩、解扰、解调以及译码操作，获得目标数据。

在第四方面的第一种可能的实现方式中，所述多载波解调模块具体用于：

对所述经过多载波调制的信号进行循环延迟扩展，并进行离散傅里叶变换后DFT输出。

根据第四方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，所述多载波解调模块包括存储器，所述多载波解调模块具体用于：

用存储器存储初始信号，将所述存储器中的信号进行滤波、M点分段相加、重排、M点DFT变换后输出；

使存储器读入N个接收到的信号，丢弃最老的N个信号后进行滤波、M点分段相加、重排、M点DFT变换后输出，直至读完所有时刻的数据；

其中，所述存储器的长度为原型滤波器的长度，N为下采样因子，N的取值与发送装置进行多载波调制过程所采用的过采样因子K的取值相同，K和N为大于0的整数。

根据第四方面的第二种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，载波数M满足以下条件：M＝2^p，p为大于1的整数；

载波带宽B、载波码片级速率R、所述过采样因子K与载波数量M之间满足：K/M＝m×(B/R)，m为大于0的整数，其中，载波码片级速率R为每个载波上传输数据的码片级速率。

根据第四方面的第二种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，所述经过多载波调制的信号的发送速率为数据传输速率，所述数据传输速率满足以下条件：数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

根据第四方面的第四种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，B/R＝5/4，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为300KHz，载波数M为16，过采样因子K为20，总带宽为4.8MHz。m的取值可以不为1。

根据第四方面的第四种可能的实现方式，在第六种可能的实现方式中，B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为16，过采样因子K为18，总带宽为4.32MHz。m的取值可以不为1。

根据第四方面的第二种可能的实现方式，在第七种可能的实现方式中，载波数M满足以下条件：M≠2^p，p为大于1的整数，引入数量为M1的虚载波使得载波总数M0＝M+M1＝2^p；

载波带宽B、载波码片级速率R、所述过采样因子K与载波总数M0之间满足：K/M0＝m×(B/R)；

所述经过多载波调制的信号的发送速率为数据传输速率，所述数据传输速率满足：数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

根据第四方面、第四方面的第一种至第七种可能的实现方式中的任意一种，在第八种可能的实现方式中，每个所述载波的带宽为B KHz，B为大于0的任意数，所述系统占用带宽W＝每个所述载波的带宽B×载波数M。

根据第四方面的第七种可能的实现方式，在第九种可能的实现方式中，B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为18，载波总数M0为32，过采样因子K为36，总带宽为4.86MHz。

第五方面，本发明实施例提供一种通信系统，包括：如图9所示实施例所述的发送装置和如图10所示实施例所述的接收装置。

第六方面，本发明实施例提供一种数据处理方法，包括：对数据进行编码和调制；将所述调制后的数据映射到M个载波中的至少一个载波上，M为大于1的整数，所述M个载波的载波间距大于或等于数据速率，所述载波间距为两个载波的中心频点之间的间距；对映射到每个载波上的数据进行扩频、加扰和预编码处理。

在第六方面的第一种可能的实现方式中，所述将所述调制后的数据映射到M个载波中的至少一个载波上，包括：将系统带宽分割成M个连续的载波带宽；将数据分配给所述M个载波中的至少一个载波。

根据第六方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，所述将数据分配给所述M个载波中的至少一个载波，包括：将数据分配给所述M个载波带宽的至少两个连续的载波；或者，将数据分配给至少两个非连续的载波，当所述非连续的载波的数量大于两个时，所述载波间距相等。

第七方面，本发明实施例提供一种数据多载波调制方法，包括：将M个载波上的信号经过M点的离散傅里叶逆变换IDFT变换为时域信号，其中，M为大于2的整数；将所述IDFT变换后的时域信号进行循环延迟扩展；将循环延迟扩展后的信号进行滤波、K点分段相加、并串转换后输出，其中K为所述循环延迟扩展过程中的过采样因子。

在第七方面的第一种可能的实现方式中，所述循环延迟扩展后的信号为ai(n-u)＝xmod(nK+i，M)(n-u)，其中，i为大于0的整数，表示M个载波信号循环延迟扩展后的标号，xmod(nK+i，M)为第mod(nK+i，M)载波上的信号，mod(nK+i，M)表示nK+i对M取模，K为过采样因子，n代表本次循环延迟扩展所处理的信号的最新时刻，n为大于0的整数，u为整数，且0≤u≤Lf/K-1，每次循环延迟扩展处理Lf/K组信号，每组信号包括M个数据。

根据第七方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，载波数M满足以下条件：M＝2^p，其中，p为大于1的整数；载波带宽B与载波码片级速率R的比值与所述过采样因子K与所述载波数M之间满足：K/M＝m×(B/R)，m为大于0的整数。

根据第七方面的第二种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，B/R＝5/4，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为300KHz，载波数M为16，过采样因子K为20，总带宽为4.8MHz。

根据第七方面的第二种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为16，过采样因子K为18，总带宽为4.32MHz。

根据第七方面的第一种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，载波数M满足以下条件：M≠2^p，其中，p为大于1的整数，引入数量为M1的虚载波使得载波总数M0＝M+M1＝2^p；载波带宽B、载波码片级速率R、所述过采样因子K与载波总数M0之间满足：K/M0＝m×(B/R)。

根据第七方面的第五种可能的实现方式，在第六种可能的实现方式中，B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为18，载波总数M0为32，过采样因子K为36，总带宽为4.86MHz。

第八方面，本发明实施例提供一种数据多载波解调方法，包括：用存储器存储初始信号，将所述存储器中的信号进行滤波、M点分段相加、重排、M点DFT变换后输出；存储器读入N个所述接收到的信号，丢弃最老的N个信号，将所述存储器中的信号进行滤波、M点分段相加、重排、M点DFT变换后输出，直到读完所有接收到的信号；其中，所述存储器的长度为原型滤波器的长度，N为下采样因子，N的取值与发送装置进行多载波调制过程所采用的过采样因子K的取值相同，K和N为大于0的整数。

在第八方面的第一种可能的实现方式中，载波数M满足以下条件：M＝2^p，其中，p为大于1的整数；载波带宽B、载波码片级速率R、所述过采样因子K与所述载波数M之间满足：K/M＝m×(B/R)，m为大于0的整数。

根据第八方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，B/R＝5/4，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为300KHz，载波数M为16，过采样因子K为20，总带宽为4.8MHz，m的取值可以不为1。

根据第八方面的第一种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为16，过采样因子K为18，总带宽为4.32MHz，m的取值可以不为1。

在第八方面的第四种可能的实现方式中，载波数M满足以下条件：M≠2^p，其中，p为大于1的整数，引入数量为M1的虚载波使得载波总数M0＝M+M1＝2^p；载波带宽B、载波码片级速率R、所述过采样因子K与载波总数M0之间满足：K/M0＝m×(B/R)。

根据第八方面的第四种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为18，载波总数M0为32，过采样因子K为36，总带宽为4.86MHz。

发明实施例提供的数据传输方法、装置和系统，通过在数据发送过程中发送装置将所述调制后的数据映射到至少一个载波，并在进行扩频、加扰和预编码处理后，将数据在发射端口进行多载波调制后发送，由于各个载波之间载波间距不小于数据速率，因此不需要像现有OFDM技术中要求各个载波之间的正交性，降低了载波频率偏移对系统性能的影响。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明数据传输方法实施例一的流程图；

图2为图1所示数据传输方法实施例对应的原理图；

图3为多载波调制过程的原理图；

图4中以M＝4，K＝5，Lf＝20为例说明多载波调制中循环延迟扩展和K点分段相加过程；

图5为多载波的频谱分布示意图；

图6为本发明数据传输方法实施例二的流程图；

图7为多载波解调过程的原理图；

图8中以M＝4，K＝5，Lf＝20为例说明多载波解调中延迟线和M点分段相加过程；

图9为本发明发送装置实施例一的结构示意图；

图10为本发明接收装置实施例一的结构示意图；

图11为本发明通信系统实施例一的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明实施例中，发送装置也可以称为发射机，接收装置也可以称为接收机。所述的发射机可以是基站，接收机为终端；或者发射机是终端，接收机是基站。对于基站或终端来说，既可以是发射机也可以是接收机，在某个时刻扮演什么角色取决于当时数据的发送方向。

图1为本发明数据传输方法实施例一的流程图，如图1所示，本实施例的方法可以包括：

步骤101、发送装置对数据进行编码和调制。

步骤102、所述发送装置将所述调制后的数据映射到M个载波，M为大于1的整数，所述M个载波的载波间距大于或等于数据速率。

步骤103、所述发送装置对映射到每个载波上的数据进行扩频、加扰和预编码处理。

步骤104、所述发送装置将所述扩频、加扰和预编码处理后的数据进行多载波调制。

步骤105、所述发送装置将所述多载波调制后的数据发送给接收装置。

在步骤101中发送装置对传输块进行编码、调制；而后在步骤102中对数据流进行子载波映射，接着，在步骤103和104中，对映射到每个载波上的子数据流进行扩频、加扰和预编码处理，并进行多载波调制。若存在MIMO操作，即所述发射端口的个数为多个，或者存在多个天线，则步骤103需要进行预编码处理，即将数据信号映射到多个发射端口(或天线)上，最后，在步骤105中，将所述多载波调制后的数据发送给接收装置。

在上述数据发射过程中，数据对应的控制信息可以通过其他渠道如额外的载波告知接收装置，或者也可以将控制信息直接和数据信息一起发送给接收机。相应地，接收机需要反馈信道状态信息指示(Channel State Information,CSI)和混合自动重传请求(Hybrid Automatic Repeat Request,HARQ)确认(ACK)信息。在一种实现方式中，可以在主载波上携带控制信息，用以指示哪些辅载波发送数据；还可以指示每个载波上数据的码道使用、调制、重传进程等信息。辅载波即小带宽的载波，可以用来传输数据信息和/或部分控制信息。

图2为图1所示数据传输方法实施例对应的原理图，如图2所示，本实施例的数据发送过程主要包括：编码、调制、载波映射、扩频、加扰、预编码、多载波调制和通过相应的信道发送给接收机的步骤。该原理图中部分过程可以互换，例如，也可以先进行扩频、加扰，再进行多载波映射；或者，可以编码以后进行多载波映射，然后在各个载波上调制、扩频、加扰等操作。

具体实现时，发射装置中每次传输一个或多个数据块，首先按照下行传输信道或物理信道的编码和调制过程进行编码和调制，再对数据块进行子载波映射。其中，编码可以采用1/3Turbo编码，调制方式可以是QPSK(四相相移键控)、16QAM(16正交振幅调制)，64QAM(64正交振幅调制)或者其他阶数的调制方式。可选的，同一时间，发射装置可以将多个载波传输多个不同的接收装置的数据，也可以在同一载波上的不同时间给不同接收装置传输数据。

进一步地，步骤102中，将所述调制后的数据映射到M个载波可以采用：在载波映射过程中，首先将系统带宽分割成多个连续的载波带宽，再将数据分配给所述M个载波中的至少一个载波。

进一步具体地，可以将数据分配给所述M个载波带宽的若干个连续载波上，或者，将数据配给至少两个非连续的载波。当所述非连续的载波的数量大于两个时，所述载波间距相等。例如，系统带宽被分为编号为1，2，3，4，5，6六个载波，可以将数据分配给1，2，3三个连续的载波，或者，可以将数据分给1，3，5三个等间距的载波。

图3为多载波调制过程的原理图，如图3所示，进一步地，步骤104中所述多载波调制，可以包括：

将M个载波上的信号{X0(n)，X1(n)，……，XM-1(n)}经过M点的离散傅里叶逆变换(Inverse Discrete Fourier Transform，简称：IDFT)变换为时域信号{x0(n)，x1(n)，……，xM-1(n)}，其中，M为大于2的整数；将IDFT变换后的数据进行循环延迟扩展操作，所述循环延迟扩展后的信号为{a0(n)，…，aK-1(n)，a0(n-1)，…，aK-1(n-1)，…，a0(n-Lf/K+1)，…，aK-1(n-Lf/K+1)}，其中ai(n-u)＝xmod(nK+i，M)(n-u)，n表示本次循环延迟扩展操作的数据的最新时刻，u为整数，且0≤u≤Lf/K-1，Lf为滤波器长度，mod(nK+i，M)表示nK+i对M取模，K为过采样因子(或者称为上采样，其采样率大于原信号，实质就是插值，K指这个采样频率)；最后，将循环延迟扩展后的信号经过滤波、K点分段相加、并串转换后输出。

其中，上述多载波调制过程中循环延迟扩展操作具体可以包括：

步骤1：用存储器存储一段连续时刻的初始数据，时间长度为Lf/K，每时刻的数据长度为M，存储器的初始状态值为0，设定一个位置指针p，初始值为0；

步骤2：存储器按序移动M个数据(该M个数据对应一个时刻的数据量)丢弃最老时间的数据，读入一个时刻的新数据{x0(n)，x1(n)，……，xM-1(n)}；然后从存储器中读取Lf个数据并输出，存储器中数据输出的时间顺序为n时刻，n-1时刻，n-2时刻，……，n-Lf/K+1时刻，每时刻读取K次数据，数据的输出顺序为以位置指针p为起始位置，循环读取K次数据输出，第n-u时刻，读出的数据为{xp(n-u)，…，xM-1(n-u)，x0(n-u)，…，xmod(p+K-1)(n-u)}；

步骤3：更新位置指针p:＝mod(p+K-M，M)，然后回到步骤2。

而最后将循环延迟扩展后的信号经过滤波、K点分段相加、并串转换后输出的过程中，K点分段相加可以包括：

将滤波后的数据分组，每K个数据分为一组，再将Lf/K组相同位置上的数据相加得到一组长度为K的数据。

IDFT是离散傅里叶变换(Discrete Fourier Transform，简称：DFT)的逆操作，IDFT与DFT是以时间为自变量的“信号”与以频率为自变量的“频谱”函数之间的一种变换关系。

具体实现时，滤波器的排列规律满足完整的原型滤波器系数，即满足Lf＝a×lcm(M，K)，其中，Lf为滤波器长度，a为自然数，lcm(M，K)表示M和K的最小公倍数。这种排列能够使滤波器组是稳定的，而不是时变的。

图4中以M＝4，K＝5，Lf＝20为例说明多载波调制中循环延迟扩展和K点分段相加过程，如图4所示，某一时刻输入信号为{x0(n)，x1(n)，x2(n)，x3(n)}，存储器的时间长度为4，将存储器中信号经循环延迟扩展得到的a序列，长度为Lf＝20，例如，n＝4时，则本次循环延迟扩展得到的a序列为{x0(4)，x1(4)，x2(4)，x3(4)，x0(4)，x0(3)，x1(3)，x2(3)，x3(3)，x0(3)，x0(2)，x1(2)，x2(2)，x3(2)，x0(2)，x0(1)，x1(1)，x2(1)，x3(1)，x0(1)}，n＝5时，存储器丢弃最老时刻即第1时刻的数据，读入n＝5时刻的数据{x0(5)，x1(5)，x2(5)，x3(5)}，则本次循环延迟扩展得到的a序列为{x1(5)，x2(5)，x3(5)，x0(5)，x1(5)，x1(4)，x2(4)，x3(4)，x0(4)，x1(4)，x1(3)，x2(3)，x3(3)，x0(3)，x1(3)，x1(2)，x2(2)x3(2)，x0(2)，x1(2)}；然后a序列与滤波器系数h对应位置相乘，得到b序列，该b序列即滤波后的信号，最后对b序列进行分段相加，即将b序列分为4组，每组5个数据，4组相应位置上的数据相加，得到输出序列c序列(c0＝b0+b5+b10+b15，……)。

相应地，在数据接收的过程中，接收装置需要对信号进行上述发射过程的逆操作，包括接收装置对数据流进行多载波解调，再对数据流进行解扩/解扰，解调和译码操作。具体过程将在后续与数据接收对应的实施例中描述。

本实施例，通过在数据发送过程中发送装置将所述调制后的数据映射到多个载波，并在进行扩频、加扰和预编码处理后，将数据在发射端口进行多载波调制后发送，由于各个载波之间载波间距不小于数据速率，因此不需要像现有OFDM技术中要求各个载波之间的正交性，降低了载波频率偏移对系统性能的影响。由于现有技术的OFDM技术对相位和载波频率偏移十分敏感，它对各个载波之间的正交性要求非常严格，本发明实施例提供了一种新的数据传输方法，同时解决OFDM中频偏敏感的问题，以利于第三代通信网络向第四代通信网络的平滑演进。

并且，上述实施例能够复用WCDMA技术，并使用窄带进行数据传输。具体通过在数据发送之前还进行了多载波调制，每个载波可以选择一个粒度较小的带宽，通过载波数的选择可以组合出更多不同的总带宽，从而能够更灵活地使用载波资源，提高数据传输的效率，而不是像现有WCDMA技术中将每个载波的带宽限制为5MHz，其总带宽只能为5MHz或5MHz的倍数。

进一步地，上述实施例中，主要涉及的参数包括载波码片级速率R，载波带宽(载波间距)B，子载波数目M，图5为多载波的频谱分布示意图。其中，上述参数之间存在如下关系：

(1)系统总带宽＝子载波数M×载波带宽B。

(2)过采样因子K、载波带宽B、载波数M、载波码片级速率R之间满足：K/M＝m×(B/R)，m为正整数。

(3)数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

在一个实施例中，若要求总带宽限制在5MHz内，载波数满足M＝2^p，并且B/R＝5/4，那么各参数的配置按表1进行配置：

表1

当然，表1中的参数设置只是可行的配置之一，只要各参数满足上述关系即可，本发明实施例并不限于此。

上述表1中各参数表示在5M带宽上，传输块进行编码、调制，然后对该数据流进行子载波映射成16个子载波，每个子载波所占用的带宽为300K，码片级速率为240Kbps，若存在MIMO操作，每个载波上的数据流进行预编码，最后对这16个载波进行多载波调制，即16个载波经过过采样(过采样因子K是20)、16点的IDFT变换，再进行循环延迟扩展的过程后与滤波器系数相乘，最后K点分段相加、并串转换后输出。

在另一个实施例中，载波带宽B与载波码片级速率R的比值可以不等于5/4，例如，如果B/R＝9/8，那么其中一种可能的配置可以如表2所示：

表2

需要说明的是，上述两个实施例中，m的取值均为1，但是在实际实现时，m的取值可以不为1，即K/M可以为B/R的数倍。

进一步地，在另一个实施例中，载波数M可以不满足M＝2^p，即载波数不是2的整数幂，这时，可以通过补充数量为M1虚载波使得载波总数M0为2的整数幂M0＝M+M1＝2^p，例如实际载波数M＝18，我们可以补充14个虚载波使得载波总数M0为32。在这种情况下，各参数之间关系如下：

(1)系统总带宽＝载波数M×载波带宽B。

(2)过采样因子K、载波带宽B、载波总数M0、载波码片级速率R之间满足：K/M0＝m×(B/R)，m为大于0的整数。

(3)数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

可以看出，第(1)和第(3)个关系均与载波数M＝2^p的情况相同，即系统总带宽为实际的载波数与载波带宽的乘积。

这种情况下，参数配置可以如表3所示：

表3

在另一个实施例中，总带宽可以不限制在5M内，载波数可以满足M＝2^p，也可以不满足M＝2^p；采样因子K与子载波数M的比值可以是5/4，也可以是其他值。例如，总带宽为6M，其参数配置可以如表4所示：

表4

同样地，上述参数值只要满足关系即可，不限于表格中的具体值。

图6为本发明数据传输方法实施例二的流程图，如图6所示，本实施例的方法可以包括：

步骤601、接收装置通过接收端口接收发送装置发送的经过多载波调制的信号，其中，所述载波数为M，M为大于1的整数，所述M个载波的载波间距大于或等于数据速率，所述载波间距为两个载波的中心频点之间的间距。

步骤602、所述接收装置对所述信号进行多载波解调。

具体地，步骤602可以为：接收装置对所述经过多载波调制的信号进行循环延迟扩展，并进行离散傅里叶变换后DFT输出。

步骤603、所述接收装置对所述多载波解调后的信号进行解扩、解扰、解调以及译码操作，获得目标数据。

在接收机中，需要对信号进行发射机中的逆反操作。对应发射机的处理过程，接收机对数据流进行多载波解调，再对数据流进行解扩、解扰，解调和译码操作。

图7为多载波解调过程的原理图，如图7所示，进一步地，所述多载波解调过程具体可以包括：

用存储器存储一段连续时刻初始信号，其存储器长度为原型滤波器的长度Lf，将所述存储器中的信号进行滤波，然后进行M点分段相加，最后将M点分段相加后的数据进行重排、M点DFT变换输出。滤波后，存储器按序移动N个数据丢弃最老时间的数据，读入新数据，再进行上述过程，依次类推。其中，N为下采样因子，N为大于0的整数。

其中，M点分段相加可以具体包括：

将滤波后的数据分组，每组有M个数据，将Lf/M组相同位置上的数据相加得到一组长度为M的数据。

重排可以具体包括：

将M点分段相加输出的每组数据进行位置调整，调整前即M点分段相加后的数据为{w0(u)，w1(u)，……，wM-1(u)}的某种排序，u为样点时刻，wi(u)表示u时刻的第i个数据，具体的输出顺序和延迟线数据的读取顺序有关，通过w'p(u)＝wmod(p-u,M)(u)得到调整后的序列w'p(u)，p＝0，1，……M-1。

图8中以M＝4，K＝5，Lf＝20为例说明多载波解调中延迟线、滤波、M点分段相加过程，如图8所示，y序列为从发射机发送经过信道后接收机接收到的信号；g序列为原型滤波器的系数；存储器长度为Lf＝20，存储器中的信号与长度为Lf的滤波器系数对应位置相乘，滤波后得到z序列，将z序列进行M点分段相加，即将z序列分为5组，每组4个数据，5组子序列相应位置的数据相加，得到的信号w序列，按照图8中箭头的方向读取数据，w序列的数据顺序为{w0，w3，w2，w1}。最后对该序列进行重排和M点的DFT变换。

本实施例，通过在数据接收过程中接收装置接收经过多载波调制的信号后，进行多载波解调，再对所述多载波解调后的信号进行解扩、解扰、解调以及译码操作，获得目标数据。由于各个载波之间载波间距不小于数据速率，因此不需要像现有OFDM技术中要求各个载波之间的正交性，降低了载波频率偏移对系统性能的影响。

另一方面，由于每个载波可以选择一个粒度较小的带宽，通过载波数的选择可以组合出更多不同的总带宽，而不是像现有WCDMA技术中将每个载波的带宽限制为5MHz，其总带宽只能为5MHz或5MHz的倍数，从而能够更灵活地使用载波资源，提高数据传输的效率。

进一步地，上述实施例中，主要涉及的参数包括载波码片级速率R，载波带宽(载波间距)B，子载波数目M，图4为多载波的频谱分布示意图。其中，当M＝2^p，p为大于0的整数，即载波数是2的整数幂，上述参数之间存在如下关系：

(1)系统总带宽＝子载波数M×载波带宽B。

(2)过采样因子K、载波带宽B、载波数M、载波码片级速率R之间满足：K/M＝m×(B/R)，m为大于0的整数。

(3)数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

进一步地，在另一种实现方式中，载波数M可以不满足M＝2^p，即载波数不是2的整数幂，这时，可以通过补充数量为M1虚载波使得载波总数M0为2的整数幂M0＝M+M1＝2^p，例如实际载波数M＝18，我们可以补充14个虚载波使得载波总数M0为32。在这种情况下，各参数之间关系如下：

(1)系统总带宽＝载波数M×载波带宽B。

(2)过采样因子K、载波带宽B、载波总数M0、载波码片级速率R之间满足：K/M0＝m×(B/R)，m为大于0的整数。

(3)数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

可以看出，第(1)和第(3)个关系均与载波数M＝2^p的情况相同，即系统总带宽为实际的载波数与载波带宽的乘积。

由于数据接收过程与数据发送过程相对应，两个过程中各个参数的取值也相同，因此，本实施例对应的参数配置，可以参照本发明数据发送过程对应的实施例中的参数配置，例如表1～表4以及相应的描述，此处不再赘述。

图9为本发明发送装置实施例一的结构示意图，如图9所示，本实施例的发送装置900可以包括：编码调制模块11、映射模块12、扩频和预处理模块13、多载波调制模块14和发送模块15，其中，

编码调制模块11，用于对数据进行编码和调制；

映射模块12，用于将所述调制后的数据映射到M个载波，M为大于1的整数，所述M个载波的载波间距大于或等于数据速率，所述载波间距为两个载波的中心频点之间的间距；

扩频和预处理模块13，用于对映射到每个载波上的子数据进行扩频、加扰和预编码处理；

多载波调制模块14，用于将所述扩频、加扰和预编码处理后的数据进行多载波调制；

发送模块15，用于通过将所述多载波调制后的数据发送给接收装置。

进一步地，所述映射模块12具体用于：

将系统带宽分割成M个连续的载波带宽；

将数据分配给所述M个载波中的至少一个载波。

进一步地，所述映射模块12具体用于：

将数据分配给所述M个载波带宽的至少两个连续的载波；或者，

将数据分配给至少两个非连续的载波，当所述非连续的载波的数量大于两个时，所述载波间距相等。例如，系统带宽被分为编号为1，2，3，4，5，6六个载波，可以将数据分配给1，2，3三个连续的载波，或者，可以将数据分给1，3，5三个等间距的载波。

进一步地，所述多载波调制模块14具体用于：

将所述M个载波上的信号经过M点的离散傅里叶逆变换IDFT变换为时域信号，其中，M为大于2的整数；

将所述IDFT变换后的时域信号进行循环延迟扩展；

将循环延迟扩展后的信号进行滤波、K点分段相加、并串转换后输出。

其中，所述循环延迟扩展后的信号为ai(n-u)＝xmod(nK+i，M)(n-u)，其中，i为大于0的整数，表示M个载波信号循环延迟扩展后的标号，xmod(nK+i，M)为第mod(nK+i，M)载波上的信号，mod(nK+i，M)表示nK+i对M取模，K为过采样因子，n代表本次循环延迟扩展所处理的信号的最新时刻，n为大于0的整数，u为整数，且0≤u≤Lf/K-1，每次循环延迟扩展处理Lf/K组信号，每组信号包括M个数据。

具体实现时，所述多载波调制模块14可以包括存储器141，可以先用所述存储器141存储一段连续时刻的初始数据，时间长度为Lf/K，每时刻的数据长度为M，存储器的初始状态值为0，设定一个位置指针p，初始值为0；再用所述存储器141按序移动M个数据(该M个数据对应一个时刻的数据量)丢弃最老时间的数据，读入一个时刻的新数据{x0(n)，x1(n)，……，xM-1(n)}；然后从存储器141中读取Lf个数据并输出，存储器141中数据输出的时间顺序为n时刻，n-1时刻，n-2时刻，……，n-Lf/K+1时刻，每时刻读取K次数据，数据的输出顺序为以位置指针p为起始位置，循环读取K次数据输出，第n-u时刻，读出的数据为{xp(n-u)，…，xM-1(n-u)，x0(n-u)，…，xmod(p+K-1)(n-u)}；然后更新位置指针p:＝mod(p+K-M，M)后重新执行上述循环延迟的过程。

本实施例的发送装置，可以用于执行图1所示方法实施例的技术方案，其实现原理此处不再赘述。

具体实现时，本实施例中的编码调制模块11、映射模块12和扩频和预处理模块13可以为编码器，多载波调制模块14可以为调制器，发送模块15可以为发送器，所组成的发送装置同样能够用于执行图1所示方法实施例的技术方案。

本实施例的发送装置，通过在数据发送过程中发送装置将所述调制后的数据映射到多个载波，并在进行扩频、加扰和预编码处理后，将数据在发射端口进行多载波调制后发送，由于各个载波之间载波间距不小于数据速率，因此不需要像现有OFDM技术中要求各个载波之间的正交性，降低了载波频率偏移对系统性能的影响。

并且，上述实施例的发送装置，通过在数据发送之前还进行了多载波调制，每个载波可以选择一个粒度较小的带宽，通过载波数的选择可以组合出更多不同的总带宽，从而能够更灵活地使用载波资源，提高数据传输的效率，而不是像现有WCDMA技术中将每个载波的带宽限制为5MHz，其总带宽只能为5MHz或5MHz的倍数。

进一步地，上述实施例中，载波数M＝2^p，p为大于1的整数，所述信号载波带宽B与载波码片级速率R的比值与所述过采样因子K与载波数量M之间满足：K/M＝m×(B/R)，m为大于0的整数，其中，载波码片级速率R为每个载波上传输数据的码片级速率。

进一步地，上述实施例中，数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

进一步地，上述实施例的一种可能的参数配置为：B/R＝5/4，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为300KHz，载波数M为16，过采样因子K为20，总带宽为4.8MHz。

进一步地，上述实施例的一种可能的参数配置为：B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为16，过采样因子K为18，总带宽为4.32MHz。

进一步地，上述实施例的一种可能的参数配置为：

载波数M≠2^p，p为大于1的整数，补充数量为M1的虚载波使得载波总数M0＝M+M1＝2^p；

所述信号载波带宽B与载波码片级速率R的比值B/R，所述过采样因子K与载波总数M0之间满足：K/M0＝m×(B/R)；

数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

进一步地，上述实施例中：每个所述载波的带宽为B KHz，B为大于0的任意数，所述系统占用带宽W＝每个所述载波的带宽B×载波数M。

进一步地，上述实施例的一种可能的参数配置为：

B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为18，载波总数M0为32，过采样因子K为36，总带宽为4.86MHz。

图10为本发明接收装置实施例一的结构示意图，如图10所示，本实施例的接收装置1000可以包括：接收模块21、多载波解调模块22和译码模块23，其中，

接收模块21，用于通过接收端口接收发送装置发送的经过多载波调制的信号，其中，所述载波数为M，M为大于1的整数，所述M个载波的载波间距大于或等于数据速率，所述载波间距为两个载波的中心频点之间的间距；

多载波解调模块22，用于对所述信号进行多载波解调；

译码模块23，用于对所述多载波解调后的信号进行解扩、解扰、解调以及译码操作，获得目标数据。

进一步地，所述多载波解调模块22具体可以用于：

对所述经过多载波调制的信号进行循环延迟扩展，并进行离散傅里叶变换后DFT输出。

进一步具体地，所述多载波解调模块22可以包括存储器221，所述多载波解调模块22具体用于：

用所述存储器221存储初始信号，将所述存储器221中的信号进行滤波、M点分段相加、重排、M点DFT变换后输出；

使所述存储器221读入N个接收到的信号，丢弃最老的N个信号后进行滤波、M点分段相加、重排、M点DFT变换后输出；依次类推，直至读完所有时刻的数据。其中N为下采样因子，N的取值与发送装置进行多载波调制过程所采用的过采样因子K的取值相同，K和N为大于0的整数。

本实施例的接收装置，可以用于执行图6所示方法实施例的技术方案，其实现原理此处不再赘述。

具体实现时，本实施例中的接收模块21可以为接收器，多载波解调模块22可以为解码器，译码模块23可以为译码器，所组成的接收装置同样能够用于执行图6所示方法实施例的技术方案。

本实施例，通过在数据接收过程中接收装置接收经过多载波调制的信号后，进行多载波解调，再对所述多载波解调后的信号进行解扩频、解扰以及译码操作，获得目标数据。由于各个载波之间载波间距不小于数据速率，因此不需要像现有OFDM技术中要求各个载波之间的正交性，降低了载波频率偏移对系统性能的影响。

另一方面，由于每个载波可以选择一个粒度较小的带宽，通过载波数的选择可以组合出更多不同的总带宽，而不是像现有WCDMA技术中将每个载波的带宽限制为5MHz，其总带宽只能为5MHz或5MHz的倍数，从而能够更灵活地使用载波资源，提高数据传输的效率。

进一步地，上述实施例中，载波数M＝2^p，p为大于1的整数，所述信号的载波带宽B、载波码片级速率R、所述过采样因子K与载波数量M之间满足：K/M＝m×(B/R)，m为大于0的整数，其中，载波码片级速率R为每个载波上传输数据的码片级速率。

进一步地，上述实施例中，数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

进一步地，上述实施例的一种可能的参数配置为：B/R＝5/4，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为300KHz，载波数M为16，过采样因子K为20，总带宽为4.8MHz。m的取值可以不为1。

进一步地，上述实施例的一种可能的参数配置为：B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为16，过采样因子K为18，总带宽为4.32MHz。m的取值可以不为1。

进一步地，上述实施例的一种可能的参数配置为：载波数M≠2^p，p为大于1的整数，补充数量为M1的虚载波使得载波总数M0＝M+M1＝2^p；

所述信号的载波带宽B、载波码片级速率R、所述过采样因子K与载波总数M0之间满足：K/M0＝m×(B/R)；

数据传输速率＝载波码片级速率R×载波数M/数据扩频因子SF×码道数P×每符号比特数Bits，其中数据扩频因子SF为符号速率和码片速率的比值。

进一步地，上述实施例中：每个所述载波的带宽为B KHz，B为大于0的任意数，所述系统占用带宽W＝每个所述载波的带宽B×载波数M。

进一步地，上述实施例的一种可能的参数配置为：B/R＝9/8，m＝1，载波码片级速率为240KHz，载波带宽为270KHz，载波数M为18，载波总数M0为32，过采样因子K为36，总带宽为4.86MHz。

图11为本发明通信系统实施例一的结构示意图，如图11所示，本实施例的通信系统可以包括：本发明任意实施例所述的发送装置和本发明任意实施例所述的接收装置。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。