一种超宽带MIMO信道测量方法及装置与流程

本发明属于无线通信技术领域，涉及一种测量方法及装置，特别是涉及一种超宽带MIMO信道测量方法及装置。

背景技术：

无线信道测量作为无线通信空口技术研究的重要前提，空口数据帧格式，调制、编码等物理层关键技术，以及MAC层相应的资源调度技术无不是以无线信道模型为基础来设计的。而对于无线信道特性的理解和建模一直是一项具有挑战的研究工作，其包含了从无线信道测量到信道参数提取，再到无线信道建模等一系列的过程。

而作为第一步的无线信道测量一直以来都对测量设备有很高的要求。不论是对收发设备的各项射频指标，还是收发设备之间的严格同步和校准，以及对于多天线、高带宽的要求等等，都是无线信道测量的设计难点。

随着无线通信的迅猛发展，更高的传输速率成为后续无线通信技术的发展方向，为了达到更高的传输速率，其中一个最主要的解决手段就是增加系统的频谱。而当前6G以下的可用频谱资源已经较为稀缺，因此高的带宽要求需要在更高的中心频率，即毫米波频段上寻找。例如，当前研究较热的频点范围包括15G、28G、60G等。因此，相应地，无线信道测量设备的需求也从原先的低频段(6G以下)，较低带宽(低于100M)转为毫米波的高频段(6G-72G)，带宽1G以上。而这些由于高带宽高频点带来的新挑战为现有的信道测量设备带来了挑战。

而当前的宽带信道测量设备主要采用矢量网络分析仪进行等效，其原理在于使用一个较窄的中频带宽进行扫频，在不同时间片下通过扫描不同的中心频点从而得到这些频点的响应，从而得到一端宽带宽下的频响。采用这种方法的主要挑战在于，其一是由于收发在同一个设备中处理，因此收发天线只能靠射频进行拉远，而在高频段下，射频拉远的衰减很大，因此一般无法测量收发距离较大的场景；其二，也是更为重要的一点是，采用这种方法只能扫描静态信道，其本质是认为信道在扫描过程中不发生变化，当待测量带宽越来越大的情况下，扫描整个带宽需要的时间大大增长，很难保证在扫描间隔内信道不发生变化。

另一方面，当前的时域信道测量方案一般采用在全带宽下发送PN序列等时域信号，接收端通过对该序列的时频处理得到该带宽下所测量到的信道响应。其主要优点在其一由于其收发分开，便于进行远距离的室外测量；其二，由于发送全带宽的时域信号，因此理论上可以测量快速变化的全带宽信道；其三，采用自相关性较好的扩频序列还可以带来额外的扩频 增益，提升信道测量设备的动态范围。然而，虽然该方案有如下的好处，但是其主要问题在于对收发射频器件的要求很高，要求收发设备能支持很高的采样率和带宽。较难以实现。

因此，如何提供一种超宽带MIMO信道测量方法及装置，以解决现有技术中难以实现要求极高的收发射频器件和支持高采样率和带宽的收发设备，及在测量带宽越来越大的情况下很难保证扫描间隔内信号不发送变化的状况等种种缺陷，实已成为本领域从业者亟待解决的技术问题。

技术实现要素：

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种超宽带MIMO信道测量方法及装置，用于解决现有技术中难以实现要求极高的收发射频器件和支持高采样率和带宽的收发设备，及在测量带宽越来越大的情况下很难保证扫描间隔内信号不发送变化的状况的问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明一方面提供一种超宽带MIMO信道测量方法，所述测量方法通过包括N块VST板卡，高速射频网络，M组天线组成的多通道并行矢量信号收发的天线平台实现，所述VST板卡具有可设置不同本振频率的本振源，其中，N，M为大于等于1的整数，所述超宽带MIMO信道测量方法包括以下步骤：发送基带信号的步骤，包括：为所述VST板卡的发射通道配置测量参数，及各VST板卡的中心频点；通过周期触发信号依次触发N块所述VST板卡按照预定顺序依次从其发射通道发送所述基带信号，将所述基带信号进行混频处理转换成射频信号；将所述射频信号依次导入到从N块VST板卡中预先选取出来的公共接收通道，将所述射频信号再经过混频处理转换成基带信号，解调并估计转换的基带信号以获取用以补偿的补偿参数；令N块所述VST板卡同时发送另一基带信号，将另一基带信号进行第一后续处理，再采用所述补偿参数对所述另一基带信号进行补偿以校准该另一基带信号，将校准后的另一基带信号经过混频处理转换成射频信号，将该射频信号送入所述高速射频网络以合路成超宽带信号；和/或接收射频信号的步骤，包括：为所述VST板卡的接收通道配置测量参数，及各VST板卡的中心频点；从所述VST板卡中预先选取出来的公共发射通道输入基带信号，并将所述基带信号进行混频处理转换成射频信号；将所述射频信号同时导入到N块VST板卡的接收通道，将所述射频信号再经过混频处理转换成基带信号，解调并估计转换的基带信号以获取用以补偿的补偿参数；令M条天线同时接收射频信号，将所述射频信号经过混频处理转换成基带信号，将转换的基带信号进行第二后续处理，再采用所述补偿参数对该基带信号进行补偿以校准该基带信号，对校准后的基带信号根据所述中心频点进行数字频率搬移以拼接一超宽带频谱。

可选地，所述超宽带MIMO信道测量方法中发送基带信号中将校准后的基带信号进行第 一后续处理的步骤包括对另一基带信号进行时域修正、成型滤波。

可选地，所述超宽带MIMO信道测量方法中接收射频信号中将校准后的基带信号进行第二后续处理的步骤包括对转换的基带信号进行RRC滤波、时域纠偏、FFT、频域纠偏。

可选地，在所述发送基带信号的步骤中的所述补偿参数是对导入的基带信号使用基于ML或MMSE的线性或非线性估计法进行估计，得到估计值，通过所述估计值得到补偿参数；所述补偿参数用于补偿所述基带信号中目标带宽内的幅频响应和相频响应。

本发明另一方面还提供一种超宽带MIMO信道测量装置，所述超宽带MIMO信道测量装置包括：N块VST板卡，用于发送基带信号和/或接收射频信号；高速射频网络，配置有切换开关；及M条天线，其中，N，M为大于等于1的整数；当所述VST板卡用于发送基带信号时，还用于：为所述VST板卡的发射通道配置测量参数，及各VST板卡的中心频点；通过周期触发信号依次触发N块所述VST板卡按照预定顺序依次从其发射通道发送所述基带信号，将所述基带信号进行混频处理转换成射频信号；将所述射频信号依次导入到从N块VST板卡中预先选取出来的公共接收通道，将所述射频信号再经过混频处理转换成基带信号，解调并估计转换的基带信号以获取用以补偿的补偿参数；令N块所述VST板卡同时发送另一基带信号，将另一基带信号进行第一后续处理，再采用所述补偿参数对所述另一基带信号进行补偿以校准该另一基带信号，将校准后的另一基带信号经过混频处理转换成射频信号，将该射频信号送入所述高速射频网络以合路成超宽带信号；当所述VST板卡用于接收射频信号时，还用于：为所述VST板卡的接收通道配置测量参数，及各VST板卡的中心频点；从所述VST板卡中预先选取出来的公共发射通道输入基带信号，并将速搜基带信号进行混频处理转换成射频信号；将所述射频信号同时导入到N块VST板卡的接收通道，将所述射频信号再经过混频处理转换成基带信号，解调并估计转换的基带信号以获取用以补偿的补偿参数；令M条天线同时接收射频信号，将所述射频信号经过混频处理转换成基带信号，将转换的基带信号进行第二后续处理，再采用所述补偿参数对该基带信号进行补偿以校准该基带信号，对校准后的基带信号根据所述中心频点进行数字频率搬移以拼接一超宽带频谱。

可选地，所述高速射频网络包括用以合路信号的合路器，所述高速射频网络用于在接收到N块所述VST板卡按照预定顺序依次从其发射通道发送的从所述基带信号转换为射频信号时触发所述切换开关，将所述射频信号导入到从N块VST板卡中预先选取出来的公共接收通道；将校准后的另一基带信号经过混频处理转换成射频信号，将该射频信号送入所述高速射频网络后触发所述切换开关将合路的超宽带信号通过M条天线发射。

可选地，所述高速射频网络还具有用以分路信号的分路器，所述高速射频网络还用于在 同时接收所述M条线性接收的射频信号，触发所述切换开关将分路的射频信号经过混频处理转换成基带信号导入到N块VST板卡的接收通道。

可选地，所述VST板卡用于执行的第一后续处理包括对另一基带信号进行时域修正、成型滤波。

可选地，所述VST板卡用于执行的第二后续处理包括对转换的基带信号进行RRC滤波、时域纠偏、FFT、频域纠偏。

如上所述，本发明的超宽带MIMO信道测量方法及装置，具有以下有益效果：

本发明所述的超宽带MIMO信道测量方法及装置可以组成超宽带，实现带宽拼接方式下的大带宽的信道测量，同时可以实现更高的传输速率。

附图说明

图1显示为本发明的超宽带MIMO信道测量方法流程示意图。

图2显示为本发明的步骤S1的具体流程示意图。

图3显示为本发明的步骤S1’的具体流程示意图。

图4显示为本发明的超宽带MIMO信道测量装置的结构示意图。

元件标号说明

1 超宽带MIMO信道测量装置

11 VST板卡

12 高速射频网络

13 天线

111 发射通道

112 接收通道

S1～S1’ 步骤

S11～S15 步骤

S11’～S16’ 步骤

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精 神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。

需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

实施例一

本实施例提供一种超宽带MIMO信道测量方法，该测量方法通过包括N块VST板卡，高速射频网络，M组天线组成的多通道并行矢量信号收发的天线平台实现，所述VST板卡具有可设置不同本振频率的本振源，每一VST板卡都配置有发射通道和接收通道，所述高频射频网络包括切换开关，其中，N，M为大于等于1的整数。请参阅图1，显示为超宽带MIMO信道测量方法流程示意图。如图1所示，所述超宽带MIMO信道测量方法包括以下步骤：

S1，发送基带信号的步骤。请参阅图2，显示为步骤S1的具体流程示意图。如图2所示，所述步骤S1包括：

S11，为所述VST板卡的发射通道配置测量参数，及各VST板卡的中心频点。在本实施例中，所述测量参数包括发送的基带信号的基带带宽、symbol Rate、有用带宽比例、成型滤波器参数、频谱交叠比例。所述中心频点的差值是由基带信号的带宽和带宽重叠区域大小决定。

S12，通过周期触发信号依次触发N块所述VST板卡按照预定顺序依次从其发射通道发送所述基带信号，将所述基带信号进行混频处理转换成射频信号。在本实施例中，所述预定顺序就是从第一块VST板卡到第N块板卡的顺序。需注意的是，在本步骤中，周期触发分为三路触发：一路为对应的发射通道，一路为高速射频网络的切换开关，一路为接收通道，三路需要同步触发。

S13，将所述射频信号依次导入到从N块VST板卡中预先选取出来的公共接收通道，将射频信号再经过混频处理转换成基带信号，解调并估计转换的基带信号以获取用以补偿的补偿参数。导入到公共接收通道的基带信号如公式(1)所示：

公式(1)

其中，

公式(2)

其中，g表示发射成型脉冲，x为N块所述VST板卡发射的基带信号，h_i,j为第i个通道发送，第j个通道接收的时变的通道响应，τ_m为时延参数，w为独立的高斯白噪声，其功率为(其中噪声功率可以事先进行测量)。在本实施例中，所述补偿参数是对导入的射频信号使用基于ML或MMSE的线性或非线性估计法进行估计，得到估计值，通过所述估计值得到补偿参数；所述补偿参数用于补偿所述基带信号中目标带宽内的幅频响应和相频响应，也就是通过上述公式(1)的信号模型，使用基于ML或MMSE的线性或非线性估计法进行估计，得到最终估计值得到通道响应参数θ_i,j＝[σ_max,i,j,f_offset,i,j,A(k)_i,j,φ(k)_,i,j]^T，即补偿参数，其中，σ_max,i,j为最强径的多径时延，f_offset,i,j为收发通道之间的本振差引起的频偏，A(k)_i,j,φ(k)_,i,j为补偿了频偏时偏之后的子载波级收发幅频响应和相频响应。依次比较N路发射通道到接收端的回路响应，通道响应参数向量，可以得到各个发送通道之间(选定一个通道为参考通道)由于发射射频通道引入的子载波级幅度相位差、同步时延、频偏等参量，将这些补偿量送入发射端的基带信号中进行补偿。

S14，令N块所述VST板卡同时发送另一基带信号，将另一基带信号进行第一后续处理，再采用所述补偿参数对所述另一基带信号进行补偿以校准该另一基带信号，将校准后的另一基带信号经过混频处理转换成射频信号，将该射频信号送入所述高速射频网络以合路成超宽带信号。在本实施例中，所述另一基带信号主要包括两部分：用于生成宽带测量信号为目的的，其为进行了通道修正后OFDM调制信号，其主要包含了参考信号序列生成，子载波映射、时域修正、成型滤波等过程。因此，所述第一后续处理包括步骤包括对校准后的基带信号进行时域修正、成型滤波。其中，

参考信号序列生成：为了实现N路拼接形成的宽带信号，每个通道的发送基带的时域波形考虑是使用OFDM调制方式得到。即每个通道估计其配置的带宽选择合适长度的频域信号序列。信号序列的选择的一种实现是可以选择Zadoff-Chu序列。一方面是由于其序列本身和变换域内都是恒包络的特性，另一方面是其在时频两维都有非常好的自相关特性。

公式(3)其中，M_zc为ZC序列的长度。在该长度下相互正交的可用的序列集合的个数为小于M_zc的最大素数。通过选择不同常数u可以来选择集合中的不同序列。

子载波映射：将得到的频域ZC序列映射到DC为中心的频域上。其中，序列所占的子载波应该小于该发射通道带宽配置下的总子载波，即两侧留有保护子载波。在进行了子载波 映射以后，将根据校准测量A(k)_i,j,φ(k)_,i,j得到的载波级的补偿因子乘到频域各个载波信号上。对于各个通道的时延补偿问题，再在频域上乘与σ_max,i,j对应的旋转相位因子来补偿各个通道的绝对时延差。不同发射通道的基带部分可以使用不同的u取值对应的序列。

成型滤波及时域处理：频域信号映射完成以后，使用IFFT变换到时域，并补偿掉残留的频偏，并将纠偏后的时域信号前面插入一定长度(同带宽相关)的CP(循环前缀)。将加完CP的信号通过成型滤波器进行滤波。其中，成型滤波器一般使用RRC滤波器设计。

S15，将校准后的另一基带信号经过混频处理转换成射频信号，将该射频信号送入所述高速射频网络以合路成超宽带信号。和/或

S1’，接收射频信号的步骤。请参阅图4，显示为步骤S1’的具体流程示意图。如图4所示，所述步骤S1’包括：

S11’，为所述VST板卡的接收通道配置测量参数，及各VST板卡的中心频点。在本实施例中，所述测量参数包括发送的基带信号的基带带宽、symbol Rate、有用带宽比例、成型滤波器参数、频谱交叠比例。所述中心频点的差值是由基带信号的带宽和带宽重叠区域大小决定。

S12’，从所述VST板卡中预先选取出来的公共发射通道输入基带信号，并将所述基带信号进行混频处理转换成射频信号。在接收端接正测量阶段，其将根据周期触发信号依次按照接收端各个通道的载波频点配置其发送射频通道的载波频点，同时触发信号依次选通各射频通道的开关，形成接收系统自校准测量回路。

S13’，将所述射频信号同时导入到N块VST板卡的接收通道，将所述射频信号再经混频处理转换成基带信号，解调并估计转换的基带信号以获取用以补偿的补偿参数。在本实施例中，转换后的基带信号通过基带通过与本地码本信号进行同步，得到该通道的传播延时，以及频偏。在进行时域和频域纠偏之后，可以得到子载波级幅频响应和相频响应。对所有接收通道都进行一遍校正测量过程，可以得到接收通道之间的参数向量差。其参数向量同发射机部分，即发送部分相同，即获取补偿参数，θ_i,j＝[σ_max,i,j,f_offset,i,j,A(k)_i,j,φ(k)_,i,j]^T，即得到各个接收通道之间的时延差、频偏差(针对各个理想频偏)，以及子载波级的幅频、相频响应比。

S14’，令M条天线同时接收射频信号，在周期触发信号的激励下，高速射频网络中切换开关切换为接收输入的射频信号各分路器的输出。例如当M＝1的情况下，将1路射频输入分路为N路射频输出，其中每路射频输出耦合到对应的射频通道中。每路射频通道中根据设置 的中心频点对耦合入的射频信号进行下变频，AD采样数字化。并通过数字下变频变换到基带IQ数据。在本步骤中，还包括将所述射频信号经过混频处理转换成基带信号。

S15’，将转换的基带信号进行第二后续处理，再采用所述补偿参数对该基带信号进行补偿以校准该基带信号。在本实施例中，所述第二后续处理包括RRC滤波、时域纠偏、FFT、频域纠偏。其中RRC滤波通过在接收端加入一个匹配滤波器对接收信号进行滤波。时域纠偏针对时域信号对各通道残留频偏残留进行频偏补偿；补偿后去CP进行FFT操作，将信号变换到频域。在频域上针对各通道残留的时偏进行补偿，乘以对应的相位旋转因子从而进而得到时偏补偿后的信号。对时偏补偿后的基带信号，进行子载波级的幅频响应和相频响应的补偿。

S16’，对校准后的基带信号根据所述中心频点进行数字频率搬移以拼接一超宽带频谱。不同频段之间的交叠区域，当多普勒扩展和多普勒平移都不存在的理想情况下，该交叠区域由于子载波之间的正交性，因此在子载波上不存在干扰，即其频响即为发送的有用信号拼接的频响。但是当存在频偏或者由于终端移动带来的多普勒扩展时，则存在载波间的干扰。采用基于ML的干扰消除检测算法，可以得到最终的信道测量结果。

本实施例所述的超宽带MIMO信道测量方法可以组成超宽带，实现带宽拼接方式下的大带宽的信道测量，同时可以实现更高的传输速率。

实施例二

本实施例提供一种超宽带MIMO信道测量装置1，请参阅图4，显示为超宽带MIMO信道测量装置的结构示意图。所述超宽带MIMO信道测量装置1包括：N块VST板卡11，高速射频网络12，及M条天线13，其中，N，M为大于等于1的整数。每一VST板卡11都包括发射通道111，接收通道112，本振源113；高速射频网络12配置有切换开关(未予图示)。

其中，所述VST板卡11用于发送基带信号和/或接收射频信号。

在当所述VST板卡用于发送基带信号时，具体执行以下功能：

为所述VST板卡的发射通道配置测量参数，及各VST板卡的中心频点。在本实施例中，所述测量参数包括发送的基带信号的基带带宽、symbol Rate、有用带宽比例、成型滤波器参数、频谱交叠比例。所述中心频点的差值是由基带信号的带宽和带宽重叠区域大小决定。

通过周期触发信号依次触发N块所述VST板卡按照预定顺序依次从其发射通道发送所述基带信号，将所述基带信号进行混频处理转换成射频信号。在本实施例中，所述预定顺序就是从第一块VST板卡到第N块板卡的顺序。需注意的是，在本步骤中，周期触发分为三路触 发：一路为对应的发射通道，一路为高速射频网络的切换开关，一路为接收通道，三路需要同步触发。

将所述射频信号依次导入到从N块VST板卡中预先选取出来的公共接收通道，将射频信号再经过混频处理转换成基带信号，解调并估计转换的基带信号以获取用以补偿的补偿参数。导入到公共接收通道的基带信号如以下公式所示：

其中，

其中，g表示发射成型脉冲，x为N块所述VST板卡发射的基带信号，h_i,j为第i个通道发送，第j个通道接收的时变的通道响应，τ_m为时延参数，w为独立的高斯白噪声，其功率为(其中噪声功率可以事先进行测量)。在本实施例中，所述补偿参数是对导入的射频信号使用基于ML或MMSE的线性或非线性估计法进行估计，得到估计值，通过所述估计值得到补偿参数；所述补偿参数用于补偿所述基带信号中目标带宽内的幅频响应和相频响应，也就是通过上述公式(1)的信号模型，使用基于ML或MMSE的线性或非线性估计法进行估计，得到最终估计值得到通道响应参数θ_i,j＝[σ_max,i,j,f_offset,i,j,A(k)_i,j,φ(k)_,i,j]^T，即补偿参数，其中，σ_max,i,j为最强径的多径时延，f_offset,i,j为收发通道之间的本振差引起的频偏，A(k)_i,j,φ(k)_,i,j为补偿了频偏时偏之后的子载波级收发幅频响应和相频响应。依次比较N路发射通道到接收端的回路响应，通道响应参数向量，可以得到各个发送通道之间(选定一个通道为参考通道)由于发射射频通道引入的子载波级幅度相位差、同步时延、频偏等参量，将这些补偿量送入发射端的基带信号中进行补偿。

令N块所述VST板卡同时发送另一基带信号，将另一基带信号进行第一后续处理，再采用所述补偿参数对所述另一基带信号进行补偿以校准该另一基带信号，将校准后的另一基带信号经过混频处理转换成射频信号，将该射频信号送入所述高速射频网络以合路成超宽带信号。在本实施例中，所述另一基带信号主要包括两部分：用于生成宽带测量信号为目的的，其为进行了通道修正后OFDM调制信号，其主要包含了参考信号序列生成，子载波映射、时域修正、成型滤波等过程。因此，所述第一后续处理包括步骤包括对校准后的基带信号进行时域修正、成型滤波。其中，

参考信号序列生成：为了实现N路拼接形成的宽带信号，每个通道的发送基带的时域波 形考虑是使用OFDM调制方式得到。即每个通道估计其配置的带宽选择合适长度的频域信号序列。信号序列的选择的一种实现是可以选择Zadoff-Chu序列。一方面是由于其序列本身和变换域内都是恒包络的特性，另一方面是其在时频两维都有非常好的自相关特性。

其中，M_zc为ZC序列的长度。在该长度下相互正交的可用的序列集合的个数为小于M_zc的最大素数。通过选择不同常数u可以来选择集合中的不同序列。

子载波映射：将得到的频域ZC序列映射到DC为中心的频域上。其中，序列所占的子载波应该小于该发射通道带宽配置下的总子载波，即两侧留有保护子载波。在进行了子载波映射以后，将根据校准测量A(k)_i,j,φ(k)_,i,j得到的载波级的补偿因子乘到频域各个载波信号上。对于各个通道的时延补偿问题，再在频域上乘与σ_max,i,j对应的旋转相位因子来补偿各个通道的绝对时延差。不同发射通道的基带部分可以使用不同的u取值对应的序列。

成型滤波及时域处理：频域信号映射完成以后，使用IFFT变换到时域，并补偿掉残留的频偏，并将纠偏后的时域信号前面插入一定长度(同带宽相关)的CP(循环前缀)。将加完CP的信号通过成型滤波器进行滤波。其中，成型滤波器一般使用RRC滤波器设计。

将校准后的另一基带信号经过混频处理转换成射频信号，将该射频信号送入所述高速射频网络以合路成超宽带信号。

在所述VST板卡用于接收射频信号时，具体用于执行以下功能：

为所述VST板卡的接收通道配置测量参数，及各VST板卡的中心频点。在本实施例中，所述测量参数包括发送的基带信号的基带带宽、symbol Rate、有用带宽比例、成型滤波器参数、频谱交叠比例。所述中心频点的差值是由基带信号的带宽和带宽重叠区域大小决定。

从所述VST板卡中预先选取出来的公共发射通道输入基带信号，并将所述基带信号进行混频处理转换成射频信号。在接收端接正测量阶段，其将根据周期触发信号依次按照接收端各个通道的载波频点配置其发送射频通道的载波频点，同时触发信号依次选通各射频通道的开关，形成接收系统自校准测量回路。

将所述射频信号同时导入到N块VST板卡的接收通道，将所述射频信号再经混频处理转换成基带信号，解调并估计转换的基带信号以获取用以补偿的补偿参数。在本实施例中，转换后的基带信号通过基带通过与本地码本信号进行同步，得到该通道的传播延时，以及频偏。在进行时域和频域纠偏之后，可以得到子载波级幅频响应和相频响应。对所有接收通道都进行一遍校正测量过程，可以得到接收通道之间的参数向量差。其参数向量同发射机部分，即 发送部分相同，即获取补偿参数，θ_i,j＝[σ_max,i,j,f_offset,i,j,A(k)_i,j,φ(k)_,i,j]^T，即得到各个接收通道之间的时延差、频偏差(针对各个理想频偏)，以及子载波级的幅频、相频响应比。

令M条天线同时接收射频信号，在周期触发信号的激励下，高速射频网络中切换开关切换为接收输入的射频信号各分路器的输出。例如当M＝1的情况下，将1路射频输入分路为N路射频输出，其中每路射频输出耦合到对应的射频通道中。每路射频通道中根据设置的中心频点对耦合入的射频信号进行下变频，AD采样数字化。并通过数字下变频变换到基带IQ数据。在本步骤中，还包括将所述射频信号经过混频处理转换成基带信号。

将转换的基带信号进行第二后续处理，再采用所述补偿参数对该基带信号进行补偿以校准该基带信号，对校准后的基带信号根据所述中心频点进行数字频率搬移以拼接一超宽带频谱。在本实施例中，所述第二后续处理包括RRC滤波、时域纠偏、FFT、频域纠偏。其中RRC滤波通过在接收端加入一个匹配滤波器对接收信号进行滤波。时域纠偏针对时域信号对各通道残留频偏残留进行频偏补偿；补偿后去CP进行FFT操作，将信号变换到频域。在频域上针对各通道残留的时偏进行补偿，乘以对应的相位旋转因子从而进而得到时偏补偿后的信号。对时偏补偿后的基带信号，进行子载波级的幅频响应和相频响应的补偿。

对校准后的基带信号根据所述中心频点进行数字频率搬移以拼接一超宽带频谱。不同频段之间的交叠区域，当多普勒扩展和多普勒平移都不存在的理想情况下，该交叠区域由于子载波之间的正交性，因此在子载波上不存在干扰，即其频响即为发送的有用信号拼接的频响。但是当存在频偏或者由于终端移动带来的多普勒扩展时，则存在载波间的干扰。采用基于ML的干扰消除检测算法，可以得到最终的信道测量结果。

所述高速射频网络12包括用以合路信号的合路器，所述高速射频网络用于在接收到N块所述VST板卡按照预定顺序依次从其发射通道发送的从所述基带信号转换为射频信号时触发所述切换开关，将所述射频信号导入到从N块VST板卡中预先选取出来的公共接收通道；将校准后的另一基带信号经过混频处理转换成射频信号，将该射频信号送入所述高速射频网络后触发所述切换开关将合路的超宽带信号通过M条天线发射。所述高速射频网络还具有用以分路信号的分路器，所述高速射频网络还用于在同时接收所述M条线性接收的射频信号，触发所述切换开关将分路的射频信号经过混频处理转换成基带信号导入到N块VST板卡的接收通道。

综上所述，本发明所述的超宽带MIMO信道测量方法及装置可以组成超宽带，实现带宽拼接方式下的大带宽的信道测量，同时可以实现更高的传输速率。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。