信道估计器、解调器及信道估计方法与流程

本发明涉及信道估计，更具体地，但不限于信道估计器、解调器及其方法。

背景技术：

信道估计的性能决定了信号解调器的性能。目前的地面数字电视(DTMB)协议定义了三种帧结构用于信道估计。在DTMB系统中传统的信道估计使用帧头中的伪随机噪声码(PN)序列的自相关性。然而，由于1)多径信道所造成的数据干扰，2)在某些帧结构中的PN序列的非理想的自相关性，和/或3)当信道估计的长度大于PN长度时，重复的PN可能会导致在信道估计中出现镜像径，其可能需要对不同的时间延迟路径提供不同的信道估计方法，在DTMB系统中传统的信道估计方法是不理想的。因此，希望设计一种可以是精确的并适用于不同的帧结构的解调器。

技术实现要素：

本发明的一实施方式公开了一种信道估计器，包括接收机，其被配置为接收第一时域训练序列的符号；第一卷积电路，其被配置为通过将第二时域训练序列与当前的信道估计值卷积以产生用于所述第一时域训练序列的估计值，其中该第二时域训练序列表示由该接收机产生的时域训练序列；第一减法器，其被耦接到该接收机和第一卷积电路，其被配置为通过将该第一时域训练序列的值减去该第一时域训练序列的该估计值以产生误差值；更新电路，其被耦接到该第一减法器和第一卷积电路，并被配置为通过用该误差值更新该当前的信道估计值以产生更新的信道估计值，并发 送该更新的信道估计值到该第一卷积电路；以及该接收机迭代地接收该第一时域训练序列的下一个符号，该第一卷积电路、该第一减法器和该更新电路通过使用该更新的信道估计值重复它们的操作，直到收到该第一时域训练序列的最后一个符号为止，以及该更新电路被配置为在收到第一时域训练序列的最后一个符号以后，输出当前的更新的信道估计值作为信道估计结果。

本发明的另一实施方式公开了一种解调器，其包括上述信道估计器。

本发明的另一实施方式公开了一种信道估计的方法，包括：在接收机处接收第一时域训练序列；通过将第二时域训练序列与当前的信道估计值卷积以产生用于该第一时域训练序列的估计值，其中该第二时域训练序列表示由该接收机产生的时域训练序列；通过将该第一时域训练序列的值减去该第一时域训练序列的该估计值以产生误差值；通过用该误差值更新该当前的信道估计值以产生更新的信道估计值；以及迭代地接收该第一时域训练序列的下一个符号，产生用于更新的第一时域训练序列的估计值，产生更新的误差值，并产生该更新的信道估计值的更新，直到收到该第一时域训练序列的最后一个符号为止，以及在收到该第一时域训练序列的最后一个符号以后，输出当前的更新的信道估计值作为信道估计结果。

附图说明

本发明通过所附的附图用示例形式展示。附图应当被理解为作为示例而非限制，因为本发明的范围是由权利要求所限定的。在附图中，相同的附图标记代表相同的元件。

图1示出了根据本发明的实施方式的信道收敛电路100的示意图。

图2示出了根据本发明的实施方式的信道估计器所接收的信号的示意图。

图3A示出了根据本发明的实施方式的信道估计器中的均衡器310和信号重构器320A的组合的示意图。

图3B示出了根据本发明的实施方式的在信道估计器中的均衡器310和信号重构器320B的组合的示意图。

图3C示出了根据本发明实施方式的重构的干扰信号的示意图。

图4示出了根据本发明的实施方式的信道估计器中的额外的元件的示意图。

图5是根据本发明的实施方式的均衡器的结构的框图。

图6示出了根据本发明的实施方式执行信道估计的方法的流程图。

图7示出了根据本发明的另一实施方式执行信道估计的方法的流程图。

具体实施例

本发明的各种方面和示例现在将被描述。下面的描述提供了具体的细节以透彻理解并有利于这些示例的描述。然而，本领域技术人员将理解，本发明可以在没有许多这些细节的情况下实施。此外，某些众所周知的结构或功能可能不会被详细示出或描述，以避免不必要地模糊相关描述。

图1示出了根据本发明的实施方式的信道收敛电路。信道估计器包括信道收敛电路100，如将相对于图4进一步被详细描述的。信道收敛电路100包括接收机110、第一卷积电路120、第一减法器130，和更新电路140。该接收机110接收第一时域训练序列的符号。该第一时域序列可以是在图1中示出的序列1105，或者也可以是在图1中示出的序列1110。序列1105是时域序列，数据干扰已从中被消除。序列1105包括用斜线表示的一部分(是平行四边形的形状)，其是干扰已从中被消除的序列。序列1100是时域序列，其包括数据干扰。序列1110包括三个部分，反斜线部分(是三角形的形状)、斜线部分(是平行四边形的形状)和空白部分。与序列1105不同的是，序列1110包括干扰。序列1105和序列1110将相对于图2更为详细地进行讨论。例如，时域训练序列包括用于DTMB系统的伪随机噪声码(PN)序列。

第一个卷积电路120通过将第二时域训练序列与当前的信道估计值卷积来产生用于第一时域训练序列的估计值。第二时域训练序列表示由接收机110产生的时域训练序列。第二时域训练序列是由本地产生的时域序列。第二时域训练序列可以是预先产生的并存储在接收机110内。可替代地，该第二时域训练序列可以通过移位寄存器实时地产生，这需要较少的硬件资源，例如存储器。

第一减法器130被耦接到接收器110和第一卷积电路120。第一减法器130通过从第一时域训练序列的值中减去由第一卷积电路120产生的第一时域训练序列的估计值，产生误差值。

更新电路140被耦接到第一减法器130和第一卷积电路120。该更新电路140通过使用误差值更新当前的信道估计值以产生更新的信道估计值，并将更新的信道估计值发送到第一卷积电路120。

如图1所示，更新电路140还包括两个乘法器142和144，以及信道估计更新电路146。第一乘法器142接收由第一减法器130输出的误差和步进u。步进u可以是常数，其是在接收机中的预置值。第一乘法器142被配置为通过将误差值与步进u相乘来产生误差增量。第二乘法器144接收来自第一乘法器142的误差增量和第二时域训练序列。该第二乘法器144被配置为通过将误差增量与第二时域训练序列相乘以产生信道估计增量。信道估计更新电路146被耦接到第二乘法器144。信道估计更新电路146包括一组寄存器和一组加法器。该组寄存器被配置为存储前一时刻的信道估计值。信道估计更新电路146从第二乘法器144接收信道估计增量，并且通过在信道估计更新电路146中的该组加法器将信道估计增量叠加到前一时刻的信道估计值上，产生当前的信道估计值。信道估计更新电路146上的箭头表示该信道估计值被更新。

可替代地，该更新电路140被进一步配置为通过使用最小均方(LMS)算法用误差值更新当前的信道估计值以产生更新的信道估计值。

可替代地，该更新电路140被进一步配置为通过使用递推最小二乘(RLS)算法用误差值更新当前的信道估计值以产生更新的信道估计值。该RLS算法具有比LMS更好的性能，但是具有比LMS算法更大的计算量。

接收机110迭代地接收第一时域训练序列的下一个符号，第一卷积电路120、第一减法器130和更新电路140通过使用更新的信道估计值重复它们各自的操作，直到收到第一时域训练序列的最后一个符号为止。由第一减法器130产生的误差值反映了目标信道估计值和当前的信道估计值之间的差异。信道估计值是通过以上所述的循环迭代而收敛的。通过使用误差值更新信道估计值，更新后的当前的信道估计值接近于目标信道估计值。当噪声或干扰比阈值低时信道估计值的收敛被实现，例如，平均误差值等于零。

在接收到第一时域训练序列的最后一个符号之后，该更新电路140输出当前的更新的信道估计值作为信道估计结果。

注意该第一时域训练序列和第二时域训练序列具有多个符号。信道卷积电路100以逐个符号的方式进行迭代来执行信道估计。例如，第一时域训练序列包括140个符号。每次接收机110接收第一时域训练序列的140个符号中的一个符号，并且第一减法器130、第一卷积电路120和更新电路140执行各自的操作。在每次迭代过程中，第一减法器130产生的误差值被更新，而第二时域训练序列保持不变。因此，信道估计值进行相应的更新。通过将更新的信道估计值和第二时域训练序列进行卷积，更新的信道估计值反过来以卷积结果的形式被反馈到第一减法器130。当在第一时间域训练序列中的所有140个符号都进行了相应的处理以后，信道估计完成。注意，为了信道估计基于第一时域训练序列的140个符号所进行的140次迭代期间，第二时域训练序列保持不变。

可替代地，信道收敛电路100被用在单载波模式，并且信道收敛电路100复用判决反馈均衡器(DFE)。例如，信道收敛电路100可以将包括 第一减法器130、第一卷积电路120、第一和第二乘法器142和144的系统替换为判决反馈均衡器。

图2示出了根据本发明的实施方式的信道估计器所接收的信号的示意图。图2示出了PN序列，作为时域训练序列的一个示例。在图2中，第(n-1)帧，第n帧和第(n+1)帧被示出。由于多径效应，包括第n帧的PN序列的实际接收的第n个PN信号(示为矩形，并以箭头表示)可以包括来自上一帧的干扰信号，如用反斜线三角形示出并标记为D，和来自当前帧的干扰信号，如用空白的三角形示出并标记为A，以及接收到的PN序列，如用平行四边形的形状示出。

图3A示出了根据本发明的实施方式的信道估计器中的均衡器310和信号重构器320A的组合的示意图。信道估计器300A还包括均衡器310，信号重构器320A，和第二减法器330。均衡器310通过预均衡所接收到的信号产生预均衡的信号。信号重构器320A被耦接到均衡器310，并基于预均衡的信号产生重构的干扰信号。第二减法器330被耦接到信号重构器320A和接收机110，并且第二减法器330通过从帧的接收到的信号中减去重构的干扰信号来产生第一时域训练序列。

在图3A中，信号重构器320A还包括快速傅里叶逆变换(IFFT)电路322和第二卷积电路324。IFFT电路322被配置为通过对从均衡器310接收到的预均衡的信号进行IFFT计算来产生IFFT结果。第二卷积电路324被配置为通过将IFFT结果与上一帧的信道估计值(表示该信道估计值是上一帧的估计值)进行卷积来产生重构干扰信号。

在图3A中所示的信道估计器的部分300A执行时域操作用于通过首先执行IFFT操作然后执行卷积操作，从预均衡的信号中产生重构的干扰信号。可替代地，操作可以等效地在频域上执行，而不是在时域中执行。

相应地，图3B示出了根据本发明的实施方式的在信道估计器中的均衡器310和信号重构器320B的组合的示意图。信号重构器320B还包括乘法器326和IFFT电路328。乘法器326被配置为通过将预均衡的信号与上 一帧的信道估计值相乘来产生相乘的信号。IFFT电路328被配置为通过对相乘的信号执行IFFT计算以产生重构的干扰信号。

图3C示出了根据本发明实施方式的重构的干扰信号的示意图。如图3C所示，重构的干扰信号包括两部分：前部包括第n-1帧的部分D(来自上一帧，即第(n-1)帧的干扰信号)以及尾部包括第n帧的部分A(来自当前帧，即第n帧的干扰信号)。

返回参照图2，例如，第二减法器330通过从接收到的信号(包括部分D、接收到的PN序列，和部分A)中减去第n-1帧的部分D(来自上一帧的干扰信号)和第n帧的部分A(来自当前帧的干扰信号)，产生第一时域训练序列。其结果是，产生了具有干扰消除的接收到的PN序列(表示为1105)。注意，当干扰从序列1105中消除时，序列1105只受到噪声的影响。

图4示出了根据本发明的实施方式的关于信道估计器的额外的元件的示意图400。由于第二减法器330和信号重构器320已经参考图3A和图3B被讨论，在此为了简单起见就不再赘述。注意，在一实施方式中，信号重构器320和第二减法器330可以被省略，其被显示在虚线块中，从而第一时域训练序列1110或第一时域训练序列1105的任意一个可充当接收机110的输入，如图1中所示。此外信道收敛电路100A类似于相对于图1所描述信道收敛电路100，并且区别仅在于在图4中的信道收敛电路100A不包括图1中所示的接收机110。相反地，信道估计器400直接地接收所接收的信号1110或1105。

图5是在图3A和图3B中示出的均衡器310的结构的框图。如图5所示，均衡器310还包括快速傅里叶变换(FFT)电路510、除法器520和判定电路530。该FFT电路510被配置为通过对所接收的信号执行FFT计算以产生FFT结果。除法器520被耦接到FFT电路510并被配置为通过将FFT结果除以上一帧的信道估计值以产生商数。该判定电路530，被耦接到除法器520并且被配置为基于该商数恢复发送的信号。

本发明的实施方式的实现独立于帧头结构以及独立于最大延时。换句话说，本发明的实施方式可以适用于所有帧头结构和各种最大延迟。此外，所接收的信号的预处理可提高信道估计的准确度，例如，通过干扰消除以及使用迭代。此外，本发明的实施方式可以适用于对在DTMB中定义的单载波模式复用DFE。

图6示出了根据本发明的实施方式执行信道估计的方法600的流程图。信道估计的方法600包括：在框610，在接收机处接收第一时域训练序列；在框620，通过将第二时域训练序列与当前的信道估计值卷积以产生第一时域训练序列的估计值，其中，该第二时域训练序列表示由接收机产生的时域训练序列；在框630，通过从第一时域训练序列的值中减去第一时域训练序列的估计值以产生误差值；在框640，通过用误差值更新当前的信道估计值产生更新的信道估计值；并且迭代地接收第一时域训练序列的下一个符号，产生更新的第一时域训练序列的估计值，产生更新的误差值，并且产生更新的信道估计值的更新，直到收到第一时域训练序列的最后一个符号为止，以及在框650，当对第一时域训练序列的最后一个符号接收完成之后，输出当前的更新的信道估计值作为信道估计结果。

可替代地，虽然在附图中未示出，方法600还包括通过预均衡所接收到的信号以产生预均衡的信号；基于预均衡的信号产生重构的干扰信号；以及通过从帧的接收到的干扰信号中减去重构的干扰信号以产生第一时域训练序列。

可替代地，虽然在附图中未示出，通过预均衡所接收到的信号以产生预均衡的信号是通过对接收的信号进行FFT计算所产生的FFT结果来实现的；通过将FFT结果除以上一帧的信道估计值来产生商数；以及基于该商数恢复发送的信号。

可替代地，虽然在附图中没有示出，产生重构的干扰信号是由以下实现的：通过对预均衡的信号执行IFFT计算以产生IFFT结果；以及通过将IFFT结果与来自上一帧的信道估计值卷积以产生重构的干扰信号。

可替代地，虽然在附图中没有示出，产生重构的干扰信号是由以下步骤实现的：通过将预均衡的信号与上一帧的信道估计值相乘以产生相乘的信号；以及通过对相乘的信号执行IFFT计算以产生重构的干扰信号。

可替代地，虽然在附图中未示出，通过用误差值更新当前的信道估计值以产生更新的信道估计值，其实现是通过使用最小均方使用误差值来更新当前的信道估计值，以产生更新的信道估计值。

图7示出了根据本发明的另一实施方式的执行信道估计的方法700的流程图。方法700包括在框710接收时域训练序列。时域训练序列是通过使用帧同步的输入信号中获取的。由于多径效应，时域训练序列受到来自其上一帧和下一帧的干扰。然后，在框720，方法700还包括执行预处理用于所接收的时域训练序列。该预处理可以被执行，例如参考图4所示。然后，在框730，该方法700还包括执行自适应信道估计，例如，使用LMS算法。可替代地，方法700可以使用RLS算法，而不是LMS算法用于执行在框730中的自适应信道估计。然后，在框740，该方法还包括确定传输系统包括多载波还是单载波。注意，发射器将系统信息传送到接收机。该系统信息可以包括传输系统是包含单载波还是多载波，码率等。此外，接收机将检测来自发射器的系统信息。如果传输系统包括多个载波，则在框750A，该方法执行多载波均衡。如果传输系统包括单载波，则在框750B，该方法执行单载波均衡。该系统可复用DFE(判决反馈均衡器)，既用于在框730中的自适应信道估计，也用于在框740B中的单载波均衡。

本发明的另一实施例还公开了包括上述信道估计器的解调器。

本发明的实施方式还可以具有以下优点：

1、统一地使用LMS算法用于对具有不同帧头结构和不同信道延迟的所有信道进行信道估计，这是一个统一的方法；

2、通过均衡器消除数据干扰对信道估计器的影响，其在一些实施方式中，更精确和准确。

3、在单载波模式中，单载波DFE可以被复用，以便减小解调器的芯片面积。

注意，虽然本发明的实施方式使用DTMB系统作为示例，本发明的实施方式可以适用于任何使用时域训练序列的系统。

不同实施方式的特征和方面可以被整合到另外的实施方式中，并且本文件所示的实施方式可以在没有所有示例或者描述的特征或者方面的情况下实施。本领域技术人员会注意到，虽然本系统和方法的特定的示例和实施方式为了示例目的而被描述，在不背离本发明的精神和范围的情况下可以做出不同的修改。此外，一实施方式的特征可以被包含到另一个实施方式中，即使这些特征并未在本文件中在一个单一的实施方式中被一起描述。因此，本发明被所附的权利要求所描述。