用于生成多频带信号的系统和方法与流程

本发明总体上涉及信号传送，并且具体涉及用于生成适于并行不连续多频带操作的多频带信号的系统和方法。

背景技术：

与数字-模拟-射频(rf)发射器(tx)相比，直接数字rf发射器具有几个优点。直接数字射频发射器将数字-模拟接口移动到靠近天线的位置，并由此涉及较少模拟组件。典型的模拟问题(如同相(i)和正交相位(q)信号失配、本机振荡器泄漏，以及图像失真)可以在直接数字-射频发射器中很大程度上减轻甚至避免。直接数字-rf发射器还通过由数字信号处理使能的多模和多频带操作来增强系统灵活性。另外，直接数字-rf发射器可以利用数字处理的速度和容量增加以及高水平整合的优点。而且，数字发射器中的功率放大基于高效的开关模式操作，从而改进了发射器能量效率和环境。由此，直接数字-rf发射器对无线基站和移动应用两者都有好处。

为了通过有效利用频谱来提高无线数据速率并改进网络覆盖范围，已经开发了并行多频带传输方法。例如，长期演进(lte)通信标准定义了用于同时发送多个不相交频带的不连续载波聚合。因此，需要生成具有多个不相交频带和足够功率的信号用于无线电传输。

一些方法简单地通过利用多个发射器来生成多频带信号，即，每一个发射器都在一个频带上发送rf信号。利用多发射器的原因是每一个发射器可以支持的有限带宽。特别地，当多个频带不相邻(即，不连续)时，发射器带宽成为瓶颈。在常规rf发射器中，带宽很大程度上由rf功率放大器阻抗匹配网络的q决定。设计宽带和高效的模拟rf功率放大器可能是一项艰巨的任务。多发射器架构通过维持高q并且利用不同发射器发送各个窄带来提供高性能。尽管这种多发射器架构是易于实现的，但尺寸和成本方面的成倍增加是不可避免的。

因此，需要提供一种使能并行非连续多频带操作的数字发射器。

技术实现要素：

本发明的一些实施方式基于这样一认识，即，多个基带包络信号可以被表示为一序列符号。每一个符号都可以表示该包络信号的幅度在一时刻的组合。这样的组合与rf频率无关，并且可以提供不相交频带的单一表示。

然而，为充分表示多个基带包络信号的组合，该一序列符号中的符号的值应当从相对较大范围中选择。这种范围值的编码和放大需要复杂的多电平脉宽调制(pwm)编码器和复功率放大器(pa)。因此，本发明的一些实施方式基于另一认识，即，借助于多个pwm编码器和pa协同地编码和放大该序列的每一个符号，可以减少pwm编码器和pa的复杂性。由此，将多个基带包络信号到一序列符号的变换与随后利用多个编码器和放大器对各个符号进行编码和放大组合起来允许在数字域中生成多频带信号。

本发明的一些实施方式基于另一认识，即，利用随后的射频(rf)上采样来编码基带包络信号因与预期发送信号合并的杂音(spurioustones)而不适合支持并行多频带传输。然而，利用随后的编码的rf变换避免了合并杂音的问题。因此，在本发明的一个实施方式中，多频带信号是rf通信信号，并且变换生成表示随后用多个pwm信号编码的rf信号的一序列符号。

编码这样的一序列符号允许避免在编码之后进行上采样，编码之后的上采样可以在所得到的发送信号中生成杂音。然而，编码和放大多频带rf信号需要增加的分辨率以及复杂的多电平pwm编码器和pa。多个pwm编码器和pa的组合致力于解决这个复杂性问题。

因此，本发明的一个实施方式公开了一种用于生成多频带信号的方法。该方法包括：将多个基带包络信号变换成表示包括多个不相交频带的信号的一序列的符号，其中，每一个频带都对应于单个基带包络信号，并且其中，每一个符号都对应于所述信号的幅度，并且是从一数的有限集中选择的数字；将所述序列的符号编码为多个脉冲宽度调制(pwm)信号，其中，每一个pwm信号都包括用于编码每一个符号的多个代码，其中，一组pwm信号的用于对符号编码的所述代码的值的和与所述符号的值成比例；放大所述pwm信号，以生成多个放大信号；以及组合所述多个放大信号，以生成所述多频带信号。

另一实施方式公开了一种用于生成多频带信号的系统。该系统包括：δ-σ调制器(dsm)，其用于将多个基带包络信号变换成表示包括多个不相交频带的信号的一序列的符号，其中，每一个频带都对应于单个基带包络信号，并且其中，每一个符号都对应于所述信号的幅度，并且具有从数的有限集中选择的值；至少一个脉冲宽度调制(pwm)编码器，其用于将所述序列的符号编码为多个pwm信号，其中，每一个pwm信号都包括用于编码每一个符号的一组代码，其中，所述多个pwm信号的部分的用于对符号编码的所述代码的值的和与所述符号的值成比例；多个开关模式功率放大器，其用于根据所述pwm信号的幅度，通过切换开关器件的状态来放大所述pwm信号，以生成多个放大信号；以及组合器，其用于组合所述多个放大信号，以生成所述多频带信号。

附图说明

图1是根据本发明的一个实施方式的用于生成多频带信号的方法的框图；

图2是根据本发明的一个实施方式的实现图1的方法的步骤的系统的框图；

图3是根据本发明的一个实施方式的δ-σ调制器(dsm)的示例性实现的框图；

图4是根据本发明的一个实施方式的、将符号的值编码为多个pwm信号的部分的代码的示意图；

图5a是根据本发明的一个实施方式的、利用两个pwm编码器对符号进行编码的示例；

图5b是示出根据本发明的一个实施方式的代码值和编码符号的不同值的示例的表；

图6是根据本发明的一个实施方式的、利用多电平rf(mlrf)pwm编码器对符号进行编码的示例；

图7是根据本发明的一个实施方式的并行不连续多频带发射器的框图；

图8是根据本发明的一些实施方式的预加重线性化方法的框图；

图9a是根据本发明的一个实施方式的pwm功率编码器的查找表实现的图；

图9b是根据本发明的一个实施方式的功率放大器的框图；

图10是并行不连续多频带发射器的输出频谱的示例；

图11是根据本发明的一个实施方式的、用于不连续多频带发射器的带外噪声消除系统的框图；以及

图12是通过图11中的带外噪声消除系统来减少带外噪声的示例。

具体实施方式

图1示出了根据本发明的一个实施方式的用于生成多频带信号的方法的框图。该实施方式将多个基带包络信号110变换120成一序列的符号125。基带包络信号110可以例如利用幅度-相位分离器从数据信号生成，或者直接从要发送的数据生成。

在一些变型例中，基带包络信号对应于不相交的频带，其中，每一个频带都对应于单个基带包络信号。由此，该序列的符号表示包括多个不相交频带的信号，其中，每一个符号都对应于该信号的幅度，所述幅度从数的有限集中选择。

该实施方式将该序列的符号125编码130为多个脉宽调制(pwm)信号135。每一个pwm信号都包括用于编码每一个符号的一组代码。为此，pwm信号的采样率大于该序列的符号的采样率。例如，在一个实现中，每一个符号都利用每一个pwm信号的代码的四个值表示，即，编码的采样率比生成该序列的符号的采样率大四倍。

对每一个符号进行编码，使得一组pwm信号的对符号进行编码的所述代码的值的和与所述符号的值成比例。在一些变型例中，定义每一个符号的值与代码值之和的比率的比例系数不是一，这使得能够降低pwm编码的复杂度。

实施方式放大140该pwm信号以生成一组放大信号145，并组合150该组放大信号以生成多频带信号155。在一些变型例中，利用多个放大器并行地放大这些pwm信号。

图2示出了根据本发明的一个实施方式的实现图1的方法的步骤的系统的框图。该实施方式使用单比特δ-σ调制器(dsm)220来生成表示包括多个不相交频带的信号的该序列的符号125。dsm220可以通过多个多比特总线210接收多个基带包络信号110并输出单个比特225，即，该序列的符号125中的符号的值。

接下来，pwm230中一个或多个利用pwm信号的代码对比特225进行编码。多个开关模式功率放大器240根据pwm信号的幅度切换开关器件的状态来放大pwm信号，以生成一组放大信号145。组合器250(例如，chireix功率组合器)组合该组放大信号以生成多频带信号155。

图3示出了根据本发明的一个实施方式的dsm220的示例性实现的框图。在该实施方式中，dsm220包括单比特多频带带通δ-σ调制器(bpdsm)315。bpdsm315具有单比特输出总线和多个多比特输入总线。例如，对于双频带实现，bpdsm315接收频带信号321和频带信号322作为两个数字输入。在一些实施方式中，信号321和322是rf信号。

bpdsm315组合(例如，求和)以数字方式表示的rf信号321和322，并接着将这些多比特数字信号转换成单比特数字输出。频带信号321可通过使用用于混合信号301和305以及信号302和306的两个数字混频器309和310以及组合器313的正交调制来确定。频带信号322可以类似地通过利用用于混合信号303、307、304以及308的数字混频器311和312以及组合器314来确定。有利的是，该实施方式支持dsm220的全数字实现。

图4示出了将符号225的值410编码为多个pwm信号的部分的代码的示意图。每一个pwm信号的、对符号进行编码的每一个部分425都包括具有由pwm编码器的时钟速率415限定的数量的多个代码。对符号的值410进行编码，使得该组pwm信号的、对符号进行编码的代码的值的和430与具有比例系数405的符号的值成比例，该系数比例定义每一个符号的值与代码值的总和之比。

在一些实施方式中，选择比例系数405以平衡编码的准确性与其复杂性。例如，在一个实施方式中，该比例系数等于该组pwm信号的大小。例如，如果利用双电平pwm信号来编码符号，则比例系数等于二。在一些实施方式中，基于pwm编码器的希望数量的电平来选择比例系数。例如，一个实施方式确定有限集合中的数的最大值或最小值，并且基于该最大值或最小值、比例系数以及该组pwm信号的大小，确定pwm信号的电平。

pwm电平的数量与开关级数字pa架构相关，其可能的离散电平状态表示pwm电平。引入的pwm电平越多，数字化pa结构通常越复杂，并且编码效率的性能提高。然而，在实践中，三个或五个pwm电平可以是性能与复杂性之间的合理权衡。

图5a示出了利用两个pwm编码器对符号进行编码的示例。在这个示例中，从有限集合[-4,4]505中的数字的九个可能值中选择符号的值500。每一个pwm编码器的电平为三个，即，pwm信号的每一个代码具有-1、0或1的值。比例系数为二，即，两个pwm信号501和502的、对符号进行编码的部分的总和是该符号的值的两倍。编码的时钟速率504比用于生成该序列的符号的时钟速率大四倍，即，每一个pwm信号利用代码的四个值对每一个符号进行编码。

例如，符号510的值等于“-4”，并且是由具有“-1”值的代码511和512表示的最小可能值。类似的是，符号590的值等于“4”，并且是具有“1”值的代码591和592表示的最大可能值。符号550的值等于“0”，并且用具有“0”值的代码551和552表示。符号的所有其它值由不同值的代码的组合形成。

例如，符号520的值等于“-3”并且用代码521和522进行编码，每一个代码521和522都具有一个“0”值和三个“-1”值。符号570的值等于“2”并且用代码571和572编码，每一个代码571和572都具有两个“0”值和两个“1”值。

图5b示出了表535，表535示出对符号进行编码的代码值547和549的示例。在本发明的各种实施方式中，确定pwm信号的代码的值，使得对符号进行编码的代码的每一个值都不具有与编码该符号的代码的值的和的符号相反的符号。例如，当符号具有负值时，针对编码该符号的所有代码，利用负值或零值来编码该符号。针对编码该符号的所有代码，利用正值或零值来编码具有正值的符号，而针对编码该符号的所有代码，利用零值编码具有零值的该符号。这种编码比基于矢量加法的异相技术有利，该异相技术对两个信号之间的不匹配敏感，尤其是对于低幅度符号，并且在功率组合电路中发生大量功率耗散。与该异相技术相反，根据本发明的各种实施方式的编码值不彼此抵消，这可以改进随后的放大和组合步骤的效率。

在本发明的一些实施方式中，pwm信号的代码的值被选择成相互对称，使得pwm信号的部分的代码的相应值的和围绕所述部分的中心对称。例如，一个实施方式确定第一pwm信号的、对符号进行编码的第一部分，并且确定第二pwm信号的、对符号进行编码的第二部分，使得第二部分与第一部分旋转地对称。例如，编码值“-3”的pwm信号的第一部分521和第二部分522具有环绕其中心的不对称形状，但这些部分的值之和是对称的(即，-3→{-1,-1,-1,0}+{0,-1,-1,-1}＝{-1,-2,-2,-1})。pwm信号的部分的和的这种对称形状将接近奈奎斯特频率的pwm信号的能量最小化，并且减少发送频谱中的非线性杂散。

本发明的一些实施方式使用查找表(例如，预先计算的表535)，以确定对符号进行编码的代码的值。例如，一个实施方式利用符号的值从存储在存储器中的查找表中选择第一部分，并且围绕第一部分的中心旋转第一部分以生成第二部分。另选实施方式利用符号的值，从存储在存储器中的查寻表中选择第一部分和第二部分。

在本发明的一些实施方式中，多频带信号是射频(rf)的通信信号。在那些实施方式中，该序列的符号表示rf信号。编码这样的一序列符号允许避免在编码之后进行上采样，其可以在所得到的发送信号中生成杂音。

然而，随后具有编码的rf变换避免了在所得的多频带信号中合并杂音。因此，在本发明的一个实施方式中，多频带信号是射频(rf)的通信信号，并且所述变换生成了表示随后利用多个pwm信号编码的rf信号的一序列符号。对多频带rf信号编码和放大需要提高的分辨率和复杂的多电平pwm编码器和pa。多个pwm编码器与pa的组合致力于解决这个复杂性问题。

图6示出了用于n电平rfpwm的多电平rf(mlrf)pwm编码器。当mlrf-pwm功率编码器602的采样时钟率比多频带多比特bpdsm601的采样时钟率快k倍时，m电平pwm允许将具有n＝2m*k+1个步长的bpdsm输出样本603编码成两个mlrf-pwm信号604和605。

图7示出了根据本发明的一个实施方式的并行不连续多频带发射器的框图。每一个频带的正交基带信号被上变频至rf，并且可选地被模块701、702和703预失真。在一些实施方式中，考虑到整个阵式非线性(包括来自pwm编码器、驱动放大器以及pa的那些)，预失真线性化整个发射器。

多频带单比特bpdsm710由采样时钟clk1711操作，采样时钟clk1711比操作rfpwm编码器720的采样时钟clk2721慢k倍。两个pa731和732(例如，电压模式d类放大器)利用chireix组合器740组合它们的输出功率，chireix组合器740的输出按模拟格式由双频带rf滤波器750滤波并通过天线辐射发送至负载760。使用rfpwm编码器而不是包络pwm编码器的优点在于同一全数字发送器可以用于任意数量的并行传输频带。

本发明的一些实施方式(如图7的实施方式)降低了在实现用于非常高的数据速率无线应用的并行多频rf发射器方面的成本和复杂性。这种全数字发射器架构完全适于前沿数字集成电路(ic)。因为不需要驱动rfpa的模拟后端，所以可以避免准确的校准电路。而且，不需要针对特殊rf/模拟选项的复杂半导体代工选项。随着数字ic技术按比例缩小，根据该实施方式的发射器的成本优势继续改进。另外，该实施方式的新发射器架构比以前的设计更小，因为没有模拟后端的单个发射器可以在同一时间发射多频带。

本发明的一些实施方式基于这样的认识，即，pwm的变换函数是非线性的，但输入信号(例如，包络信号)必须由功率编码器线性映射。而且，映射的非线性取决于变换函数，并且不能总是以分析方式确定。例如，映射的非线性可以通过将变换函数应用至输入数据并在输入至功率编码器的数据与由功率编码输出的数据之间构建映射(例如，lut)来实验地确定。一些实施方式基于预定的非线性映射来将输入数据预失真701、702及703，使得dsm和pwm的变换函数将预失真数据变换成与输入数据线性的值。为此，lut存储由变换和编码使用的变换函数的非线性映射。

图8示出了根据一些实施方式的预加重线性化方法的框图。该方法可以由处理器800执行。通过将变换函数应用至一组输入数据点，利用前向映射来确定830映射(例如，lut835)。例如，处理器将变换函数805应用至输入的该组数据点815以生成输出数据825。变换函数可以是幅度至幅度(am-am)变换函数。lut835被确定830为变换的输入810与输出825之间的映射。

与此相反，通过利用lut835选择840与等于包络信号的数据点的变换函数输出相对应的、针对变换函数的输入，通过对包络信号的数据点的反向映射来确定失真的数据。

例如，利用lut835对接收到的用于由功率编码器处理的输入数据进行失真840以生成失真数据。随后由功率编码器将失真数据845编码以生成与输入数据成线性的编码数据。针对输入信号的一组数据点执行反向映射，使得失真输入信号845的每一个数据点都等于对与等于输入信号的数据点的变换函数输出相对应的变换函数的输入。

图9a示出了根据本发明的一个实施方式的pwm功率编码器(pwmpe)的查找表实现。pwmpe包括查找表(lut)901和两个移位寄存器902和903。lut901将bpdsm输出符号904变换成一对多电平pwm(mlpwm)码906和907。

在该实施方式的示例中，一个bpdsm符号被变换成一对五电平mlpwm代码，每一个长度为k，例如，k＝4。在这个示例中，具有值+1的bpdsm输出符号可以被变换成一对mlpwm代码{0,1,0,0}和{0,0,1,0}。在这个示例中，pwmpe驱动两个5电平数字pa，因此每一个mlpwm代码都被再次变换成与一5电平数字pa对接的8比特控制信号。lut901将给定的bpdsm输出符号直接变换成一对8比特控制信号，而不经过长度为k的一对5电平mlpwm码。因此，对于给定的bpdsm输出符号904，lut输出906和907具有8×k个比特。

单个bpdsm输出符号对应于长度为k的一对mlpwm码，移位寄存器输出速率应当比bpdsm输出速率快k倍。因此，8比特移位寄存器输出速率(由clk2909确定)比lut输出速率快k倍。针对clk1的每一个时钟周期，8×k个比特进入移位寄存器，而移位寄存器针对clk2的每一个时钟周期生成8个比特。

图9b示出了用于根据输出910或911，通过切换开关器件(例如，开关器件920)的状态来生成放大的rf输出信号915的pa930的框图。在一些实施方式中，开关器件920的数量取决于pwm编码器的电平。例如，在一个实施方式中，pwm信号具有(2n+1)电平，n是正自然数，其中，一组阈值包括电压阈值的n个非零值，并且pa包括具有针对pwm信号的n个非零电平的不均匀总电流能力的2n个开关器件。例如，pa930包括八个通/断(on/off)开关。为了适配多比特输入，pa930针对3电平信号可以按h桥配置，或者针对五电平或更多电平信号按并联h桥配置。

在一些实施方式中，由不同开关器件生成的电流的值的分布是不均匀的。例如，在一些实施方式中，开关器件820是具有不同尺寸以生成不同电流的晶体管。例如，晶体管可以是具有不同栅极宽度的氮化镓(gan)晶体管。

在一个实施方式中，功率放大器包括针对pwm信号的n个非零电平的2n个开关器件，以生成针对每一个电平的in电流，其中，比率av＝vn-1/vn和比率ai＝in-1/(in-1+in)处于0.2至0.4之间，包含0.2和0.4。例如，功率放大器包括用于生成具有第一值i1的电流的第一开关器件，使得功率放大器生成针对pwm信号的第一电平的i1电流，并且包括用于生成具有第二值i2的电流的第二开关器件，使得功率放大器生成用于pwm信号的第二电平的i1+i2电流，其中，比率ai＝i1/(i1+i2)处于0.2至0.4之间，包含0.2和0.4。

本发明的一些实施方式基于这样的认识，即，在利用δ-σ调制的pwm编码之前可以导致高带外发射。因此，需要用于多频带δ-σ调制的噪声消除技术。一些实施方式使用用于双频带δ-σ调制的噪声消除技术，其放宽了多频带rf输出滤波器设计，并且减少了不希望的带外发射。

图10示出了根据本发明的一些实施方式的并行不连续多频带发射器700在760位置处的频谱1002。频谱1002包括由多比特δ-σ调制710共有的两个带内信道和带外噪声。一个实施方式使用双频带rf滤波器1001来衰减带外噪声和高阶频谱副本，其是760的频谱。

图11示出了根据本发明的一个实施方式的用于不连续多频带发射器的带外噪声消除系统的框图。双频带bpdsm噪声消除器1100消除来自不连续双频发射器1110的带外发射。发射器1110的示例是图7的不连续多频带发射器700。bpdsm1112将rf频带1111变换成由两个数字正交下变频器1101分成两个基带信号的一序列符号。这些基带信号包括来自多频带bpdsm1112的量化噪声和噪声整形处理的带内信号和带外发射二者。

比较模块1102从这两个基带信号中提取原始基带信号，从而仅获得带外发射分量。两个数字正交上变频器1103分别将带外发射分量调制成低频带和高频带，然后由副本多频带bpdsm1104调制。数字正交上变换器1103的增益控制有关噪声消除的重要权衡。越高的增益允许越多的消除，但需要更多的功率用于低功率数字pa1105。低功率数字pa可以通过线性pa(低效率)实现，或者为了高效率将开关模式pa与功率编码器模块1113一起使用。

图12示出了通过图11中的带外噪声消除系统来减少带外噪声的示例。与没有噪声消除1201的输出频谱相比，具有噪声消除1202的输出频谱通常可改进超过10db。带外和带内噪声都被改善，放宽了多频带rf输出滤波器设计，并改善了带内snr。