用于短距离高阶QAM信号传输的直接检测方法和装置与流程

本发明涉及的是一种光通信领域的技术，具体是一种在发送端插入一段正交的相位交织光载波，来实现短距离高阶正交幅度调制(QAM，Quadrature Amplitude Modulation)信号的直接检测的方法和装置。

背景技术：

随着多媒体服务和高清视频的广泛应用，对带宽的需求在持续增长，这对光网络频谱效率(SE，Spectral Efficiency)提出了紧迫要求。QAM是一种对载波幅度和相位调制的技术，利用互相正交的单频载波对两路独立的信号进行调制。调制后的信号在同一带宽内频谱相互正交，同相(I，In-phase)路和正交(Q，Quadrature)路两路并行。在有限的符号速率和带宽的情况下，增加了数据传输率，极大地提高了频谱利用率。QAM可以提供较好的频谱效率和较低的硬件复杂度，在长距离和短距离场景下被广泛研究。

然而，在实际应用下，恢复相位复用的信号通常要用到成本高和结构复杂的相干接收机，这对成本敏感的短距离场景来说不是一个好的选择。为了简化接收机结构，目前有几种不同的方案，比如分块相位转换法(BPS，Block-wise Phase Switching)，对两个相似连续的信号块，使载波的相位偏移90度或180度，实现了双边带信号的完全分离。还有双边带传输法和信号载波交织法等方法。但这些方法需要双倍的采样时间或者光带宽，这导致了光频谱效率只有相干接收的一半。

技术实现要素：

本发明针对现有技术存在的上述不足，提出一种用于短距离高阶QAM信号传输的直接检测方法和装置，能够显著降低系统结构复杂度的同时，维持信噪比在较高水平。

本发明是通过以下技术方案实现的：

本发明涉及一种用于短距离高阶QAM信号传输的直接检测方法，通过在信号发射端的QAM信号中插入一段在时域中正交的相位交织信号，使得QAM信号的I路和Q路根据载波的相位状态能够被接收端的双带宽光探测器(PD，Photodetector)在时域上分离并直接检测到高频谱效率的QAM信号，且光频谱效率与相干接收结构保持一样。

所述的直接解调，建立在QAM信号I路与Q路临时分离的基础上。

由于QAM信号又长又平整的眼图，并且两个信号有1/2符号的延迟，这让一个QAM符号的I路和Q路在一个符号时间内进入两个时间段成为可能。通过精确地控制1/2符号延迟，使相变发生在一个QAM符号的中间。因此可以避免重复检测或者双带检测，光频谱效率会与相干接收结构保持一样，而不是减半。通过这种方法，只需要单个PD就可以恢复I路和Q路信息。

所述的正交的相位交织信号，保持QAM信号相同的符号速率，其交织相位为0°到90°。

所述的接收端的耦合光电流为：

$I_i=|E_s+E_c{|}^2=|E_c{|}^2+|E_s{|}^2+2\mathrm{Re}\{E_s{E}_c^{*}\},I_q=|E_s+{\mathrm{jE}}_c{|}^2=|E_c{|}^2+|E_s{|}^2+2\mathrm{Im}\left\{E_s{E}_c^{*}\right\},$其中：E_s和E_c分别代表了QAM信号和光载波。在耦合光电流的表达式中，|E_c|²为常数，|E_s|²是信号间拍频干扰(SSBI，Signal-to-signal Beating Interference)，当载波-信号功率比(CSPR，Carrier-to-signal Power Ratio)过大时，|E_s|²可以忽略；当QAM信号与载波耦合时，只有I路信号能被检测到，而Q路信号只有被90°相移载波拍频才能得到。

所述的QAM信号，我们假定其上升沿和下降沿非常陡直，眼图中1/4符号时间和3/4符号时间的电平差异都很明显。

因此光QAM信号可以转换成强度变化，这时符号速率加倍，而SE保持不变。

本发明涉及一种实现上述方法的系统，包括：位于发送端的I/Q调制器、激光器和信号发生器以及位于接收端的光探测器，其中：信号发生器包括与I/Q调制器中的任意一路相连的任意波形发生器和与I/Q调制器中其余一路相连的脉冲码型发生器。

所述的发送端和接收端通过光纤相连，优选为单模光纤和色散补偿光纤(DCF，Dispersion Compensation Fiber)。

所述的I/Q调制器为两个并联的MZM组成，其中的任意一路上设有偏振控制器。

技术效果

与现有技术相比，本发明在接收端仅需要单个PD就可以检测到高频谱效率的QAM信号，并且光频谱效率会与相干接收结构保持一样。

附图说明

图1为本发明原理示意图；

图2为实施例1仿真的流程示意图；

图中：任意波形发生器1、脉冲码型发生器2、I/Q调制器3、激光器4、偏振控制器5、掺饵光纤放大器6(EDFA，Erbium Doped Fiber Amplifier)、单模光纤7、色散补偿光纤8、光探测器9；

图3(a)为实施例1中当光信噪比(OSNR，Optical Signal-to-noise Ratio)为30dB时计算得到的误码率(BER，Bit Error Rate)-CSPR图；图中①为信号能量减少，②为SSBI提升；

图3(b)为实施例1中当OSNR为8dB时，背靠背传输以及通过2kmDCF和20km单模光纤传输时分别计算得到的BER-CSPR曲线图；图中(i)～(iv)为接收信号OSNR分别为30dB和31dB时的眼图。

具体实施方式

如图2所述，本实施例通过以下装置实现，包括：两个I/Q调制器偏置在零点，同一时刻耦合。调制器1用16QAM的电信号驱动，调制器2用“01”、“10”数据流调制，这样可以使正交载波交织。在仿真中，40Gb/S的数据流先被转换成16-QAM信号，产生了2信道10Gbd/S的4-PAM信号。20GHz的高斯低通滤波器用来仿真电带宽限制。

调制后的光在EDFA中被放大到10dBm，然后输入到色散系数为16.75ps/nm/km的20km长的单模光纤中。2km的DCF可以降低色散损失。用来接收光信号的PD频率为20GHz。误码率由MATLAB计算出，包括时间同步、I/Q符号判决和错误计算。计算数据一共超过一百万。

图3(a)显示了光信噪比为30dB时的误码率随着CSPR变化的曲线。由公式：

$I_i=|E_s+E_c{|}^2=|E_c{|}^2+|E_s{|}^2+2\mathrm{Re}\{E_s{E}_c^{*}\},I_q=|E_s+{\mathrm{jE}}_c{|}^2=|E_c{|}^2+|E_s{|}^2+2\mathrm{Im}\left\{E_s{E}_c^{*}\right\},$其中：E_s和E_c分别代表了QAM信号和光载波。在耦合光电流的表达式中，|E_c|²是了一个常数，|E_s|²是SSBI。我们容易知道，CSPR越小，E_s越大，从而SSBI越大，而当CSPR很大时，传输信号能量很小。由图3(a)看出CSPR为8dB时取到了BER最小值。图3(b)显示了光背靠背传输时以及光经过2kmDCF和20km单模光纤传输时的误码率随着OSNR变化的曲线图。在前向纠错(FEC，Forward Error Correction)阈值(这时BER＝0.02)时功率衰减大约为1dB。

图3中的(i)～(iv)是OSNR为30dB和31dB时的眼图。接收端处的信号可以看作20Gbd/S带有6个独立眼形在一个QAM符号周期内的4PAM信号。

上述具体实施可由本领域技术人员在不背离本发明原理和宗旨的前提下以不同的方式对其进行局部调整，本发明的保护范围以权利要求书为准且不由上述具体实施所限，在其范围内的各个实现方案均受本发明之约束。