一种基于接收信号功率最大化的多子阵天线波束切换方法与流程

本发明属于卫星通信系统天线波束控制
技术领域：
，涉及一种基于接收信号功率最大化的多子阵天线波束切换方法。
背景技术：
：随着时代进步、科技发展，卫星通信技术在军民领域得到了广泛的应用，动中通卫星通信技术已经成为一种实现宽带移动通信的有效手段，在突发公共事件处理、应急指挥、信息实时传递等领域发挥着重要作用。多子阵技术可以有效地降低天线高度和系统造价，同时兼顾了天线性能，是目前低轮廓天线最常用的方法。多子阵相控阵天线在接收卫星信号时往往需要同时接收信标与载波，且两者的频率差距可能较大，甚至可能达到Ku接收频段的最大跨度，即500MHz。而在发射信号时，一般不可能达到如此高的频率宽度，因此，可以认为多子阵相控阵天线在接收时的带宽要求比发射时的高。对于接收天线而言，衡量其接收性能的重要标准是接收信号功率。多子阵相控阵天线的波束宽度在其扫描范围内是不同的，在高仰角时主瓣最窄。这意味着高仰角时对天线波束指向偏差的容忍度低，即在相同的指向偏差角下，高仰角时的接收信号功率下降值较多。在相同的接收信号功率下降值条件下，频率较低时所能容忍的指向偏差角比较高频率时的大。多子阵天线在采用低频率通信时的波束主瓣宽度要大于采用高频率通信时的主瓣宽度。在相控阵天线的馈电网络中，最重要的移相设备主要是移相器和延迟线。其中移相器的相移值与信号频率无关，信号频率变化会导致天线波束指向发生偏移，进而导致信号接收功率下降。延迟线又称延迟器，具有群延时相同的特点，当采用实时延迟器补偿空间波程差时，虽然可以有效提高天线带宽，但其价格十分昂贵。技术实现要素：本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种基于接收信号功率最大化的多子阵天线波束切换方法，该方法通过延迟线对时延误差进行补偿，抑制频率改变造成的天线接收信号功率下降问题，并且成本低。为达到上述目的，本发明所述的基于接收信号功率最大化的多子阵天线波束切换方法包括以下步骤：1)多子阵天线的接收信号的频率从f0变为f1时，建立多子阵相控阵天线的阵因子方向图模型2)当多子阵相控阵天线的阵因子均匀照射时，以多子阵相控阵天线中最后一个子阵作为相位基准时，得子阵相控阵天线的阵因子方向图在目标卫星方向的接收信号强度g(0,0,α,f1)，再计算阵因子的接收信号的功率P(α,f1)＝g(0,0,α,f1)2；3)采用单套延迟线进行馈电网络设计，得移相器需要补偿的相位Φq(α,f0,Lq)，其中，Lq为各子阵延迟线的长度，再计算延迟线补偿后的接收信号的功率为P(α,f1,L)，然后以延迟线补偿后的接收信号的功率P(α,f1,L)最大为目标、以各子阵延迟线的长度为变量建立优化模型maxS，然后求解所述优化模型maxS，得各子阵延迟线的长度Lq及延迟线补偿时对应的对星仰角β；4)将多子阵天线扫描范围划分为p个区域，分区节点的仰角为α1、α2，…，αp+1，α1＝αmin，αp+1＝αmax，αn<αn+1，1≤n≤p，则第n个区域Sn＝[αn,αn+1],1≤n≤p，设在Sn区域内通过延迟线正好补偿对星仰角为βn时子阵产生的卫星信号波长差，建立分区后的优化目标函数，然后求解分区后的优化目标函数，得各分区节点仰角αn的值，然后将根据各子阵延迟线的长度Lq、延迟线补偿时对应的对星仰角β以及分区节点仰角αn的值进行多子阵天线波束切换。步骤1)中多子阵相控阵天线的接收信号频率从f0变为f1时，多子阵相控阵天线的阵因子方向图模型为：其中，k0＝2π/λ0＝2πf0/c，Q为子阵数量，Φq为第q子阵的移相值，且为在频率f1的条件下第q子阵与第Q子阵的空间相位差，其中，其中，di为子阵间隔，k1＝2πf1/c。步骤2)中当多子阵相控阵天线的阵因子均匀照射时，即cq＝1(q＝1,2,…,Q)，以多子阵相控阵天线中第Q个子阵作为相位基准时，多子阵相控阵天线的阵因子方向图在目标卫星方向的接收信号强度g(0,0,α,f1)为：g(0,0,α,f1)=Σq=1Q-1exp(j((k0-k1)cosα·Σi=qQ-1di))+1---(3)]]>多子阵相控阵天线的阵因子的接收信号的功率P(α,f1)＝g(0,0,α,f1)2，即P(α,f1)=(Σq=1Q-1cos((k0-k1)cosα·Σi=qQ-1di)+1)2+(Σq=1Q-1sin((k0-k1)cosα·Σi=qQ-1di))2---(4).]]>步骤3)中采用单套延迟线进行馈电网络设计，则移相器需要补偿的相位Φq(α,f0,Lq)为：Φq(α,f0,Lq)=φq(0,0,α,f0)-k0Lqϵr=k0(cosα·Σi=qQ-1di-Lqϵr)---(5)]]>其中，εr为延迟线的相对介电常数，Lq为各子阵延迟线的长度，则通过延迟线补偿后的接收信号的功率P(α,f1,L)为：P(α,f1,L)=g(0,0,α,f1,L)2=(Σq=1Q-1cos((k0-k1)(cosα·Σi=qQ-1di-Lqϵr))+1)2+(Σq=1Q-1sin((k0-k1)(cosα·Σi=qQ-1di-Lqϵr)))2---(6)]]>以延迟线补偿后的接收信号的功率P(α,f1,L)最大为目标、以各子阵延迟线的长度为变量建立优化模型maxS为：maxS=minα∈[αmin,αmax](P(α,f1,L))---(7)]]>对式(6)进行求导，令P(αmin,f1,ΔL)＝P(αmax,f1,ΔL)，则有：ΔL=d2ϵr(cosαmin+cosαmax)---(8)]]>Lq=(Q-q)d2ϵr(cosαmin+cosαmax),q=1,2,...,Q---(9)]]>ΔL为相邻延迟线长度之差，设此时延迟线长度正好补偿对星仰角为β时子阵间的卫星信号波程差，则有步骤4)中设在Sn区域内通过延迟线正好补偿对星仰角为βn时子阵产生的卫星信号波长差，则该分区内相邻子阵的延迟线长度差建立分区后的优化目标函数为：maxS＝min{P(α1,f1,ΔL1),P(α2,f1,ΔL2),…,P(αp,f1,ΔLp)}(10)令P(α1,f1,ΔL1)＝P(αn,f1,ΔLn),2≤n≤p，得：cosαn=cosαmin-(n-1)cosαmin-cosαmaxp,1≤n≤p+1---(11)]]>求解式(11)，得分区节点仰角αn的值。本发明具有以下有益效果：本发明所述的基于接收信号功率最大化的多子阵天线波束切换方法通过延迟线补充相位差的原理抑制频率改变造成的天线接收信号功率下降问题，具体的，以延迟线补充后接收信号的功率最大为目标、以各子阵延迟线的长度为变量建立优化模型，再求解该优化模型，得各子阵延迟线的长度及延迟线补偿时对应的对星仰角，然后再求解各分区节点仰角的值，最后根据各子阵延迟线的长度、延迟线补偿时对应的对星仰角及各分区节点仰角的值进行多子阵天线波束切换，方法原理较为清晰，工程上易于实现，成本较低，可以根据实际需要灵活掌握延迟线的套数，达到精确补充相位差的目的，达到改善相控阵天线接收信号功率频率响应的目的，能够有效的促进动中通的推广及应用，可以移植到其他相控阵天线中，具有良好的应用前景。附图说明图1为本发明中利用延迟线进行二级相位补偿的结构示意图；图2为本发明中采用多套延迟线时天线扫描范围划分示意图。具体实施方式下面结合附图对本发明做进一步详细描述：参考图1，本发明所述的基于接收信号功率最大化的多子阵天线波束切换方法包括以下步骤：1)多子阵天线的接收信号的频率从f0变为f1时，建立多子阵相控阵天线的阵因子方向图模型2)当多子阵相控阵天线的阵因子均匀照射时，以多子阵相控阵天线中最后一个子阵作为相位基准时，得子阵相控阵天线的阵因子方向图在目标卫星方向的接收信号强度g(0,0,α,f1)，再计算阵因子的接收信号的功率P(α,f1)＝g(0,0,α,f1)2；3)采用单套延迟线进行馈电网络设计，得移相器需要补偿的相位Φq(α,f0,Lq)，其中，Lq为各子阵延迟线的长度，再计算延迟线补偿后的接收信号的功率为P(α,f1,L)，然后以延迟线补偿后的接收信号的功率P(α,f1,L)最大为目标、以各子阵延迟线的长度为变量建立优化模型maxS，然后求解所述优化模型maxS，得各子阵延迟线的长度Lq及延迟线补偿时对应的对星仰角β；4)将多子阵天线扫描范围划分为p个区域，分区节点的仰角为α1、α2，…，αp+1，α1＝αmin，αp+1＝αmax，αn<αn+1，1≤n≤p，则第n个区域Sn＝[αn,αn+1],1≤n≤p，设在Sn区域内通过延迟线正好补偿对星仰角为βn时子阵产生的卫星信号波长差，建立分区后的优化目标函数，然后求解分区后的优化目标函数，得各分区节点仰角αn的值，然后将根据各子阵延迟线的长度Lq、延迟线补偿时对应的对星仰角β以及分区节点仰角αn的值进行多子阵天线波束切换。步骤1)中多子阵相控阵天线的接收信号频率从f0变为f1时，多子阵相控阵天线的阵因子方向图模型为：其中，k0＝2π/λ0＝2πf0/c，Q为子阵数量，Φq为第q子阵的移相值，且为在频率f1的条件下第q子阵与第Q子阵的空间相位差，其中，其中，di为子阵间隔，k1＝2πf1/c。步骤2)中当多子阵相控阵天线的阵因子均匀照射时，即cq＝1(q＝1,2,…,Q)，以多子阵相控阵天线中第Q个子阵作为相位基准时，多子阵相控阵天线的阵因子方向图在目标卫星方向的接收信号强度g(0,0,α,f1)为：g(0,0,α,f1)=Σq=1Q-1exp(j((k0-k1)cosα·Σi=qQ-1di))+1---(3)]]>多子阵相控阵天线的阵因子的接收信号的功率P(α,f1)＝g(0,0,α,f1)2，即P(α,f1)=(Σq=1Q-1cos((k0-k1)cosα·Σi=qQ-1di)+1)2+(Σq=1Q-1sin((k0-k1)cosα·Σi=qQ-1di))2---(4).]]>步骤3)中采用单套延迟线进行馈电网络设计，则移相器需要补偿的相位Φq(α,f0,Lq)为：Φq(α,f0,Lq)=φq(0,0,α,f0)-k0Lqϵr=k0(cosα·Σi=qQ-1di-Lqϵr)---(5)]]>其中，εr为延迟线的相对介电常数，Lq为各子阵延迟线的长度，则通过延迟线补偿后的接收信号的功率P(α,f1,L)为：P(α,f1,L)=g(0,0,α,f1,L)2=(Σq=1Q-1cos((k0-k1)(cosα·Σi=qQ-1di-Lqϵr))+1)2+(Σq=1Q-1sin((k0-k1)(cosα·Σi=qQ-1di-Lqϵr)))2---(6)]]>以延迟线补偿后的接收信号的功率P(α,f1,L)最大为目标、以各子阵延迟线的长度为变量建立优化模型maxS为：maxS=minα∈[αmin,αmax](P(α,f1,L))---(7)]]>对式(6)进行求导，令P(αmin,f1,ΔL)＝P(αmax,f1,ΔL)，则有：ΔL=d2ϵr(cosαmin+cosαmax)---(8)]]>Lq=(Q-q)d2ϵr(cosαmin+cosαmax),q=1,2,...,Q---(9)]]>ΔL为相邻延迟线长度之差，设此时延迟线长度正好补偿对星仰角为β时子阵间的卫星信号波程差，则有步骤4)中设在Sn区域内通过延迟线正好补偿对星仰角为βn时子阵产生的卫星信号波长差，则该分区内相邻子阵的延迟线长度差建立分区后的优化目标函数为：maxS＝min{P(α1,f1,ΔL1),P(α2,f1,ΔL2),…,P(αp,f1,ΔLp)}(10)令P(α1,f1,ΔL1)＝P(αn,f1,ΔLn),2≤n≤p，得：cosαn=cosαmin-(n-1)cosαmin-cosαmaxp,1≤n≤p+1---(11)]]>求解式(11)，得分区节点仰角αn的值。以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。当前第1页1 2 3