在通信系统中使用的电子装置的制作方法

本发明涉及一种在通信系统中使用的电子设备，并且涉及但不仅限于一种通信信号混合器。

背景技术：

通信系统在信息和通信技术中发挥着重要的作用。信息可被调制成不同形式的电信号，并且这些电信号可以进一步地通过使用不同类型的通信系统来传送。

在无线电信号通信系统中，信号可被调制成具有不同频率且适于在有线或无线通信系统中的某个频段上传送的无线电信号。信号混合器可用于将信号变换到适于使用无线电发射机发射的无线电频率中。通常，该变换包括对一个或多个信息信号的频率进行转换，所述转换会产生具有多个频率分量的新的电信号，其中在所述多个频率分量中只有一个或少量频率分量是有用的，其他频率分量则会促使产生干扰有用信号或其他频段中的其他信号的噪声。如能抑制这些噪声信号被传输，将是非常理想的。

技术实现要素：

根据本发明的第一个方面，所提供的是一种在通信系统中使用的电子装置，包括：开关模块，其被布置成组合与所述开关模块相连的多个输入端口接收的多个输入信号，以便限定具有多个频率分量的组合输入信号；以及负载模块，其被布置成接收来自开关模块的组合输入信号，并且通过使用多个谐振网络处理该组合输入信号来单独分离该组合输入信号的多个频率分量中的每一个，所述每一个谐振网络被布置成在与组合输入信号的多个频率分量中的每一个频率分量相关联的谐振频率上谐振。

在关于第一个方面的一个实施例中，负载模块被布置成向与负载模块相连的输出端口输出输出信号，该输出信号具有从组合输入信号的多个频率分量中分离的预期频率分量。

在关于第一个方面的一个实施例中，多个频率分量还包括镜像频率分量。

在关于第一个方面的一个实施例中，负载模块还被布置成禁止镜像频率分量到达输出端口。

在关于第一个方面的一个实施例中，多个谐振网络包括电感-电容网络。

在关于第一个方面的一个实施例中，多个谐振网络包括第一谐振器和第二谐振器。

在关于第一个方面的一个实施例中，第一谐振器包括与第一电容器相连的第一电感器，第二谐振器包括与第二电容器相连的第二电感器。

在关于第一个方面的一个实施例中，第一谐振器被布置成将镜像频率分量传递至接地端。

在关于第一个方面的一个实施例中，第一谐振器被布置成在与镜像频率分量相关联的第一谐振频率上谐振。

在关于第一个方面的一个实施例中，第一谐振频率是用表示的，其中ω_stop是第一谐振频率，L₁是第一电感器的第一电感值，以及C₁是第一电容器的第一电容器。

在关于第一个方面的一个实施例中，第一电感器和第一电容器是串行连接的。

在关于第一个方面的一个实施例中，第二谐振器被布置成将预期频率分量传递至输出端口。

在关于第一个方面的一个实施例中，第二谐振器被布置成在与预期频率分量相关联的第二谐振频率上谐振。

在关于第一个方面的一个实施例中，第二谐振频率是用表示的，其中ω_pass是第二谐振频率，L₁是第一电感器的第一电感值，C₁是第一电容器的第一电容值，L₂是第二电感器的第二电感值，以及C₂是第二电容器的第二电容值。

在关于第一个方面的一个实施例中，第二电感器和第二电容器是并行连接的。

在关于第一个方面的一个实施例中，负载模块是以变压器为基础的负载。

在关于第一个方面的一个实施例中，第一电感器近似于第二电感器。

在关于第一个方面的一个实施例中，第一电感器和第二电感器是磁耦合的。

在关于第一个方面的一个实施例中，第一电容器和第二电容器是可控电容器。

在关于第一个方面的一个实施例中，该可控电容器是能以数字方式控制的。

在关于第一个方面的一个实施例中，该可控电容器被布置成改变负载模块的谐振频率，以使该电子装置被布置成在频域中的带宽以内工作。

在关于第一个方面的一个实施例中，还包括：与多个输入端口中的至少一个相连的输入缓存器；以及与输出端口相连的输出缓存器。

在关于第一个方面的一个实施例中，该输入缓存器被布置成对在多个输入端口上接收的多个输入信号中的至少一个执行从低到高的阻抗变换。

在关于第一个方面的一个实施例中，输出缓存器被布置成对输出信号执行从高到低的阻抗变换。

在关于第一个方面的一个实施例中，多个输入信号包括中频信号和本机振荡器信号中的至少一个；以及其中输出信号包括射频信号。

在关于第一个方面的一个实施例中，该电子装置是通信信号混合器。

在关于第一个方面的一个实施例中，该开关模块和/或负载模块是用集成电路工艺实施的。

附图说明

现在将参考附图来举例描述本发明的实施例，其中：

图1是具有电感负载的混合器的一个示例的示意图；

图2是具有电阻负载的混合器的一个示例的示意图；

图3是根据本发明的一个实施例的在通信系统中使用的电子装置的示意图，其中该电子装置包括基于变压器的负载；

图4是图1的电子装置的具有虚拟接地的负载模块的半个部分的示意图；

图5是图1的电子装置的数字可控电容器的示意图；

图6是根据本发明的一个实施例的电子装置以及在该电子装置的两个不同位置上的响应的例图；

图7是显示了所模拟的图6中的电子装置的转换增益的曲线图；

图8是显示了图6的电子装置中的镜像转换损失的曲线图；以及

图9是显示计算得到的图6的电子装置中的镜像抑制的曲线图。

具体实施方式

发明人通过自己的研究、尝试和实验想到，在收发信机的前端，混合器在使用LO(local oscillator,本机振荡器)来将信号IF(intermediate frequency,中频)调制到RF(radio frequency,射频)的处理中发挥着非常重要的作用。然而，如果不将ω_desired(LO+IF)作为预期输出，那么将会产生作为两个输入之差ω_image(LO-IF)的名为“镜像”的副作用。这种镜像不但会浪费宝贵的频谱，而且还会干扰其他信道的用户。

大多数的前端结构都存在着劣化了系统性能并且浪费了宝贵的频谱的镜像问题。作为示例，Hartley镜像抑制混合器具有不同的问题，其在毫米波波段以及高速通信中尤其如此。首先，尤其是在毫米波波段，所需要的0°和90°移相器是极其昂贵的。其次，0°和90°移相器的输出之间的振幅是很难相等的。并且，这种常规的混合器用于高数据速率的宽带移相器是不可能的。即使忽略了成本和困难，这种结构在文献或商用产品中也只能提供不到20dB的镜像抑制(image rejection)。

这个问题可以通过实施一种具有零IF结构的收发信机来解决。然而，其众所周知的DC偏移和严格的二次谐波抑制需求会显著地劣化系统性能。如此一来，如果忽略了镜像问题，那么滑动IF(sliding-IF)将是最有利的选择。作为替换，镜像抑制可以通过引入包含了0°和90°移相器的常规Hartley混合器来实现。然而，随着工作频率的上升，相位和幅度的不平衡将会处于支配地位，并且将会恶化常规混合器的镜像抑制。此外，高数据速率通信需要高频的滑动IF结构，而这会使抑制比变得更差。

参考图1-2，该图显示的是在通信系统中使用的混合器100的示例。该混合器100可以包括双平衡混合器结构，其中该结构具有混合器核心102，并且该核心具有形成开关网络的多个晶体管或开关104。所述开关接收来自输入端口106的输入信号，例如LO和IF信号，并且由此响应于这些输入信号来执行开关操作。然后，IF信号可以与LO信号混合或结合，以便形成组合信号。之后，这些输入信号通过适当的负载110而被传递至输出端口108，其中所述负载110可以作为如图1和2中分别显示的电感负载或电阻负载来实施。

参考图3，该图显示的是在通信系统中使用的电子装置300的优选实施例，包括：开关模块302，其被配置成组合与所述开关模块302相连的多个输入端口306接收的多个输入信号，以限定具有多个频率分量的组合输入信号；以及负载模块310，其被布置成接收来自开关模块302的组合输入信号，并且通过使用多个谐振网络处理该组合输入信号来单独分离该组合输入信号的多个频率分量中的每一个，所述每一个谐振网络被布置成在与组合输入信号的多个频率分量中的每一个频率分量相关联的谐振频率上谐振。

在该实施例中，电子装置300是可以在通信系统中使用的通信信号混合器或频率混合器。该混合器300采用了双平衡结构(double balanced structure)，以使输入-输出的信号隔离度可以更高。举例来说，开关模块302包括与多个输入端口306相连的多个(例如图中所示的四个)开关306或晶体管。在该配置中，中频(IF)信号会与在连接至开关306的多个输入端口306上接收的本机振荡器(LO)信号混合或组合，并且由此获得一个组合输出(IF和LO)。优选地，该开关306可以是任何电子晶体管，例如场效应晶体管(FET)，金属氧化物半导体(MOS)晶体管，或是本领域技术人员所了解的可作为开关使用的其他任何电子元件。

优选地，IF信号和LO信号具有不同的频率，由此，组合输入信号包括至少两个不同的频率分量，例如总和(LO+IF)和差值(LO-IF)。基于不同的应用，所述总和(LO+IF)可被定义成预期频率分量，而所述差值(LO-IF)则被认为是镜像频率分量。所述预期频率分量可以在通信系统中作为射频(RF)信号由信号发射机或收发信机进行进一步的传输。

由于镜像频率分量有可能会对相同频谱内部的其他频率信号产生噪声或干扰，因此，较为理想的是在输出信号中抑制或者从输出信号中消除非预期的镜像频率分量。

如图3所示，电子装置300还包括被布置成接收来自开关模块302的组合输入信号的负载模块310。在双平衡混合器中，由于双平衡结构对于终端阻抗(termination impedance)非常敏感，因此输入端口和输出端口是匹配的。与具有图1和图2分别显示的简单的电感负载110或电阻负载110不同，该负载模块310优选包含了电感-电容网络，其中在所述网络内部具有多个电感器和电容器。除了匹配端口之外，该负载模块310还可以被布置成提高混合器300的性能。

优选地，负载模块310还可以被布置成处理组合输入信号，以便单独分别组合输入信号的多个频率分量中的每一个频率分量。通过分离组合输入信号的不同频率分量，可以选择地将诸如总和(LO+LF)之类的预期频率分量作为输出信号传递到输出端口，而非预期的镜像频率分量(LO-IF)则可以被抑制或是定向到其他端口，例如所述电路的接地端。

在该示例中，负载模块310包括多个谐振网络，其中每一个谐振网络被布置成在与组合输入信号的多个频率分量中的每一个频率分量相关联的谐振频率上谐振，由此分离组合输入信号中的不同的频率分量。所述多个网络可以包括具有多个电感器和电容器的电感-电容网络，并且所述电感器和电容器形成了一个或多个谐振器，以使所述谐振网络可以在不同的频率上谐振。

该谐振网络包括一个包含了第一电感器L1和第一电容器C1的第一谐振器310A。如图3所示，第一电感器L1和第一电容器C1是串行连接的，并且第一电感器L1与第一电容器C1的组合是并行连接在开关模块302与输出端口308之间的。优选地，第一谐振器310A被布置成在与镜像频率分量的频率ω_image相关联或是相等的第一谐振频率上谐振。由于混合器300是以差分方式馈电(differentially fed)的，因此，在如4所示的负载的中间会存在虚拟接地，并且非预期的镜像频率分量(LO-IF)实际上会被绕到该虚拟接地。由此，负载模块310可以禁止镜像频率分量到达输出端口308。

在该示例中，负载模块310还被布置成向输出端口308输出一个输出信号，其中该信号具有从组合输入信号中分离的预期频率分量。优选地，该谐振网络还包括第二谐振器310B，并且所述第二谐振器包含了第二电感器L2和第二电容器C2。如图3所示，第二电感器L2和第二电容器C2是并行连接的，并且进一步是并行连接在开关模块302与输出端口308(以及第一谐振器310A)之间的。优选地，第二谐振器310B被布置成在与预期频率分量的频率ω_desired关联或相等的第二谐振频率上谐振。由此，预期频率分量会加载在这个由第二电感器L2和第二电容器C2形成的分路谐振器310B中，以便在没有衰减的情况下将预期频率分量传递到输出端口308。可选地，第二谐振器310B可被布置成在将预期频率分量传递至输出端口308的时候放大此类频率分量。

优选地，通带(pass-band)和阻带(stop-band)谐振可以用以下的等式来表示：

以及

其中ω_stop是第一谐振频率，ω_pass是第二谐振频率，L₁是第一电感器L1的第一电感值，C₁是第一电容器C1的第一电容值，L₂是第二电感器的第二电感值，以及C₂是第二电容器的第二电容值。

由于ω_stop和ω_pass的值取决于电感器(L1,L2)和/或电容器(C1,C2)的值，因此，在一些实施例中，第一电容器C1和第二电容器C2是可控电容器。通过改变可控电容器的电容值(C₁,C₂)，该电容器可以改变负载模块310的谐振频率(ω_stop,ω_pass)，以使电子装置300可以在频域中的某个带宽内部工作。优选地，如图4所示，所述可控电容器是能以数字控制的。例如，在L₁和L₂保持固定的同时，通过引入不同的C₁和/或C₂，可以改变早先在等式(1)和(2)中显示的ω_stop和ω_pass的值。

非常有利的是，该可控电容器能使混合器300覆盖广阔的频谱，例如用于WiGig的9GHz带宽，而不是固定的IF和/或LO信号频率。作为替换，具有不同电容值的电容器可被实施，以使电子装置300可以在任何预期的频谱范围和/或带宽范围中工作。

在一个优选实施例中，负载模块310可以是基于变压器的负载。参考图3，第一电感器L1近似于第二电感器L2，由此，这两个电感器(L1,L2)彼此是磁耦合的，并且形成一个将初级和次级铁芯作用于两个电感器(L1,L2)的变压器。优选的，第一和/或第二电容器(L1,L2)的尺寸仅仅是常规电感负载110中的负载电感器的一半，第一与第二电感器的组合(L1,L2)与常规结构100中的一个电感器所占用的面积相同。电子装置300的实施方式不会增加成本或芯片面积。

作为选择，在输入端口306和/或输出端口可以引入缓存器312，以便提供关于输入和/或输出信号的适当的阻抗变换。例如，电子装置300可以包括一个与输入端口306、例如被布置成接收IF信号的输入端口相连的输入缓存器312A。该缓存器可被布置成对在IF输入端口306上接收的IF信号执行从低到高的阻抗变换。与之相似或是作为替换，在LO输入端口306可以放置输入缓存器312A或附加的输入缓存器。

此外，电子装置300还可以包括与输出端口308相连的输出缓存器312B。例如，该电子装置300可以包括一个与输出端口308、例如被布置成输出RF信号的输出端口相连的输出缓存器312B。该输出缓存器312B可被布置成对在RF输出端口308上输出的RF信号执行从高到低的阻抗变换。

包含了负载模块310、开关模块302和/或缓存器312的电子装置300可以用集成电路(IC)工艺来实施，例如将单片IC制造和封装成单个IC芯片。

这些实施例的优点在于：该电子装置可以在不使用移相器的情况下显著抑制“镜像”(混合副产品)。如此一来，镜像抑制比在高频通信中将不会恶化。此外，这些实施例并未增加芯片尺寸和制造成本。通过插入数控电容器，本发明的实施例可以覆盖很宽的带宽。由此，该电子装置在具有镜像问题的高频滑动IF通信系统中会非常有用。此外，即使使用了常规方法，也可以使用此类结构来进一步增强镜像抑制。

此外，根据本发明的实施例的混合器可以很容易地通过改变谐振器中的电容来覆盖很广的带宽。，而不需要在系统中包含非常昂贵的超宽带移相器。

参考图6，该图显示的电子装置的一个实施例。该电子装置是在用CMOS65nm制造工艺设计的60GHz WiGig两级式通信系统中使用的混合器。所述WiGig通信支持四个信道，并且其中每一个信道都占用了2.5GHz带宽。为了覆盖其从57-65GHz的频谱，该混合器可以传递该图所示的预期频段以及衰减该图所示的镜像频段。

在图7中显示了所模拟的该混合器在四个信道中的转换增益。在图8和9中分别显示了镜像的转换损失以及计算得到的镜像抑制。在这些结果中显示出，根据本发明的实施例的混合器对镜像产生的抑制可以超过30dB。

本领域技术人员将会认识到，在不脱离广义描述的发明实质或范围的情况下，在具体实施例中显示的本发明是可以进行众多的变更和/或修改的。因此，当前的实施例的所有方面都被认为是说明性而不是限制性的。

除非另有说明，否则不应把引用这里包含的现有技术当作是承认该信息为公知常识。