基于循环前缀和长训练序列字段的细频偏估计算法及系统的制作方法

本发明涉及无线移动通信传输领域，更具体地，涉及一种基于循环前缀和长训练序列字段的细频偏估计算法及系统。
背景技术：
：自20世纪80年代以来，正交频分复用技术(OFDM,OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)技术发展的越来越成熟，在多个领域都要广泛的应用。例如在非对称数字用户线、无线本地环路、数字音频广播、高清晰度电视、及无线局域网中都有广泛的应用。随着人们对通信数据化、宽带化、个人化和移动化需求的增强，更多的研究人员集中越来越多的精力对OFDM技术在移动通信系统中的应用进行研究开发。OFDM之所以能在各个信息传输领域得到如此广泛的应用，主要基于其频谱效率高、带宽扩展性强、抗多径衰落、频谱资源灵活分配及易于实现多天线技术，但一个OFDM符号有多个正交子载波组成，频谱偏差对其子载波的正交性影响很大，这种对频率偏差易敏感性是OFDM技术一个很大的缺点，故如何消除频偏对系统的影响就显得至关重要。OFDM多载波系统有很多优点如：能减少由于无线信道的时间弥散所带来的符号间干扰，可以最大限度的利用频谱资源，这在频谱资源很紧张的通信系统中是个很大的优势，支持在不同的子信道实现不同的传输速率，能与多种接入方式结合，形成正交频分多址系统等等。但缺点也是很明显的，由于一个OFDM符号由多个正交子载波组成，其对频率偏差的影响也是很敏感的，而且往往有较高的峰值平均功率比，会使信号的频谱产生变化，破坏子载波的正交性，给系统的性能造成很大的影响。频偏一般由以下三个原因造成：实际中发射机和接收机的产生载波的晶振频率不可能完全一致，这就会导致发射机和接收机的用于调制和解调的载波频率存在一定的偏差，破化子载波正交性，且对相位的影响还具有累加性，给系统造成严重的影响。发射机与接收机直接往往不是静止，而是存在相对速度的，这就导致多普勒频移，产生频偏。发射机的数模转换器和接收机的模数转换器的晶振不可能具有相同的采样频率，这回导致信号的采样间隔产生偏差，偏差积累到一定的程度会对系统产生严重的影响。子载波频偏频率偏差分为整数倍频偏和小数倍频偏，整数倍频偏指的是系统产生的频偏数值的大于子载波间隔，对于这类频偏就需要利用粗频偏既整数倍频偏值估计算法进行估计，小数倍频偏指的是频偏的值产生的较小，一般在一个子载波间隔的范围之内，小数倍频偏算法估计范围小但精度更高，在系统的频偏估计与补偿中往往结合两者共同进行频偏估计。小数倍频偏会导致子载波间的正交性，而整数倍频偏则会导致接收到的OFDM信号的码元序列的循环移位和相位旋转。频偏估计可分为时域上的频偏估计算法和频域上的频偏估计估计算法，载波频偏会严重影响无线通信系统的通信性能，导致服务中断使信号不能正常传输。产生的频偏值小于子载波间隔的频偏称为小数倍频偏，小数倍频偏算法估计范围小但精度更高，考虑到一般情况下频偏值不大，故本发明主要讨论细频偏。而且，只用循环前缀进行频偏估计容易受到多径的影响精度较低，联合循环前缀和长训练序列可克服循环前缀被污染的问题且较传统只利用长训练序列字段的估计算法有更高的精度。如图1所示，802.11a的数据帧结构包含前导码域、信令字段、服务字段和数据字段及尾部与填充。前导码包含短训练序列(STF,ShortTrainField)、长训练序列(LTF,LongTrainField)及信令字段。短训练序列是十段重复的符号，长训练序列包含循环前缀、长训练序列字段1和长训练序列字段2。长训练序列1和序列2为重复序列字段。802.11a协议规定一个OFDM符号具有64个数据采样点，长训练序列具有160个数据采样点，循环前缀具有32个，长训练字段1和字段2分别为64个。本发明就是利用长训练序列的循环前缀和训练序列字段1、序列字段2三者之间的相互关系完成细频偏同步；802.11n的数据帧结构包含了802.11a数据帧结构相同的传统前导码。技术实现要素：本发明提供一种基于循环前缀和长训练序列字段的细频偏估计算法，该算法可提高现有无线通信系统的频率同步精度。本发明的又一目的在于提供一种基于循环前缀和长训练序列字段的细频偏估计系统。为了达到上述技术效果，本发明的技术方案如下：一种基于循环前缀和长训练序列字段的细频偏估计算法，包括以下步骤：S1：对收到的帧数据进行定时同步，定位到长训练序列字段的第17个数据采样点；S2：延时64个数据采样点，从第17个采用点开始依次进行80个采样点的自相关值计算；S3：将计算出的80个采样点的自相关值进行累加；S4：利用累加的和，估计出频偏值。进一步地，所述步骤S1-S2的具体过程如下：通过符号定时定位到收到的帧数据的前导码长训练序列字段的符号起始时刻点，循环前缀与长训练序列1对应的重复符号之间的延时为64个采样点且长训练序列1和长训练序列2对应的重复符号之间的延时也为64个数据采样点长度，从长训练序列第17个数据采样点开始与延时64个采样点后的数据点进行延时自相关，按顺序依次进行80点的延时自相关计算。优选地，所述步骤S4中估计频偏值的算法采用坐标旋转数字计算算法。一种基于循环前缀和长训练序列字段的细频偏估计系统，包括：延时自相关计算模块，由一个FIFO和乘法器组成，FIFO由静态随机存储器单元构成，作为数据缓存器使用，深度定为64，完成64点数据的延时操作；首先对FIFO进行初始化为0，当前数据进入深度为64的FIFO，延时64点数据后，将当前数据和延时数据同步输出到乘法器进行复数乘法运算，保证长训练序列同一位置的同步输出，实现了延时自相关的计算功能；自相关值累加模块，由一个加法器和寄存器组成，首先对寄存器进行0值初始化，延时自相关模块输出的自相关值与寄存器中暂存的当前值同时输入到加法器中进行相加，将相加的结果暂存到寄存器中，直到80个延时自相关值累加完成，将累加结果输入到频偏估计模块；频偏估计模块，运用坐标旋转数字计算算法对累加结果进行反正切函数计算，进而完成对频偏值进行估计进行计算。进一步地，所述自相关模块采用先进先出队列，实现长训练序列对应位置的同步输出，进而进行对应采样点的自相关计算。与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：本发明对收到的帧数据进行定时同步，定位到长训练序列字段的第17个数据采样点；延时64个数据采样点，从第17个采用点开始依次进行80个采样点的自相关值计算；将计算出的80个采样点的自相关值进行累加；利用累加的和，估计出频偏值；克服了只使用循环前缀进行细频偏估计精度低，由于多径时延易被其他符号进行干扰的问题，并减少了对训练序列进行DFT的计算量，同时在某种程度上也减小了误差，进一步的提高了估计精度。附图说明图1为802.11a的一帧数据的结构图；图2为本发明算法流程图；图3为本发明系统结构图；图4为信号发送和接收示意图。具体实施方式附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。实施例1设信源信号经过发射端的一系列处理，形成信号x(t)，信号x(t)经过上变频后，发射机发射的复基带信号为：yt(t)=x(t)ej2πftt+n(t)---(1)]]>ft表示发送载波频率。由于发射机与接收机的采样周期存在差异，设接收机的接收载波频率为fr，信号经过下变频后接收到的复基带信号为：yr(t)=x(t)ej2π(ft-fr)t+w(t)---(2)]]>w(t)表示高斯噪声，因为通信系统各个模块中只能处理数字信号，下变频信号再经过模数转换，得到接收信号的离散表达式：yn=xnej2πfΔnTs+w(n)---(3)]]>fΔ表示信号经过信道，再进行模数转换后相对于发射信号产生的频偏值，对式(3)中的频偏估计值进行归一化处理：yn=xnej2πϵΔfnTs+w(n)---(4)]]>fΔ＝ε×Δf，ε为归一化频偏，Δf为子载波间隔，根据IEEE802.11nWLANPHY层标准，设置Δf＝312.5KHz，Ts＝0.05us为采样周期，N＝64，则式(4)可进一步化简下式：yn=xnej2πnNϵ+w(n)---(5)]]>本发明算法的步骤如下：通过符号定时定位到前导码长训练序列字段的符号起始时刻点，假设循环前缀的第17个点对应于时刻d，循环前缀与长训练序列1对应的重复符号之间的延时为D＝64个采样点且长训练序列1和长训练序列2对应的重复符号之间的延时也为64个数据采样点长度。故从长训练序列第17个数据采样点开始与延时64个采样点后的数据点进行延时自相关，按顺序依次进行80点的延时自相关计算。Yn=ynyn+D*---(6)]]>计算这80点的延时自相关和：Y=Σn=dd+79Yn---(7)]]>将式(5)代入式(7)得到：Y=Σn=dd+79(x(n)ej2πnNϵ+w(n))(x(n+D)ej2π(n+D)Nϵ+w(n+D))*=Σn=dd+79x(n)x(n+D)*ej2πDNϵ+x(n)w(n+D)*ej2πnNϵ+x(n+D)*w(n)e-j2π(n+D)N+w(n)w(n+D)*---(8)]]>因为信号与高斯噪声是不相关的，高斯噪声信号之间也是不相关的，故信号与噪声的互相关函数等于零，高斯噪声之间的自相关函数也为零，故Y可写成：Y=Σn=dd+79x(n)x(n+D)*ej2πDNϵ---(9)]]>利用式(10)估计细频偏：ϵ=-12πarctan(Im(Y)Re(Y))---(10)]]>附图4为本发明系统的结构图，该硬件结构由三个模块组成，分别是延时自相关计算模块，自相关值累加模块及频偏估计模块。延时自相关计算模块由一个FIFO和乘法器组成。FIFO由静态随机存储器单元构成，作为数据缓存器使用，深度定为64，可完成64点数据的延时操作。首先对FIFO进行初始化为0，当前数据进入深度为64的FIFO，延时64点数据后，将当前数据和延时数据同步输出到乘法器进行复数乘法运算，这样就能保证长训练序列同一位置的同步输出，实现了延时自相关的计算功能。自相关值累加模块由一个加法器和寄存器组成，首先也是对寄存器进行0值初始化，延时自相关模块输出的自相关值与寄存器中暂存的当前值同时输入到加法器中进行相加，将相加的结果暂存到寄存器中，直到80个延时自相关值累加完成，将最终的累加结果输入到频偏估计模块。由式(10)可知估计频偏值的实质是计算反正切函数。频偏估计模块运用CORDIC算法计算反正切函数，进而对频偏值进行估计。CORDIC算法又称坐标旋转数字计算算法，利用二分法的思想，通过改变坐标点的纵坐标值，得到最终累加的角度值即是所估计的反正切值。具体的原理如下：由式(9)得到80点的自相关累加和Y，Y为复数，将Y的虚部值作为直角坐标的纵坐标点，实部值作为横坐标点。记要估计的反正切的角度值为φ。将矢量D(Im(Y)，Re(Y))顺时针旋转θ(k＝0)＝45度，检查旋转后新坐标的纵坐标值，若纵坐标的值大于零，说明φ大于45度，继续按照顺时针方向将矢量D旋转θ(k)度。若纵坐标的值小于零，说明φ小于45度，继续按照逆时针方向将矢量D旋转θ(k)度。以后每次旋转的角度都遵循|tan[θ(k)]|＝2-k,其中k＝1,2,……。2-k对应的角度值可通过查找表实现，加绝对值是表示角度可以取正负，即对应顺时针或逆时针旋转。对于第k次旋转，计算方法如下：(a+bi)(cos[θ(k)]+sin[θ(k)]i)＝cos[θ(k)]×[atan[θ(k)]b+i×(tan[θ(k)]a+b)]其中，cos[θ(k)]也可由查找表方法保存。上述旋转使纵坐标的值不断接近0，实际中只要纵坐标的值小于某一个精度值即可。将多次旋转的角度值进行累加，累加的结果即是所要计算的反正切函数的角度值。显然，CORDIC算法可以通过移位和加减的方式来计算反正切值，避免了复杂的乘法运算。相同或相似的标号对应相同或相似的部件；附图中描述位置关系的用于仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。当前第1页1 2 3