不匹配补偿装置与方法以及不匹配检测装置与流程

本发明是关于不匹配处理技术，尤其是关于能用来处理同相与正交相不匹配(IQmismatch)的不匹配处理技术。
背景技术：
：采用同相(in-phase)与正交相(quadrature-phase)调制的通信技术(例如正交分频多工(OFDM)通信技术)通常会遇到同相与正交相不匹配的问题，为解决此问题，目前技术会对与频率相关的增益与相位不匹配以及与频率无关的增益与相位不匹配分别加以检测暨补偿，其中与频率相关的不匹配是由同相信号传送路径中的低通滤波器以及正交相信号传送路径中的低通滤波器所引起，而与频率无关的不匹配是由同相信号传送路径中的调制器与正交相信号传送路径中的调制器所引起。然而，由于目前技术是对与频率相关的不匹配以及对与频率无关的不匹配分别加以检测暨补偿(例如先完成与频率相关的不匹配的检测暨补偿，再进行与频率无关的不匹配的检测暨补偿)，因此目前技术除了操作上需耗费较多时间，也可能蒙受某些问题像是不检测所引起的取样相位差的问题。部分先前技术的介绍可见于下述文件：专利号7570923的美国专利。技术实现要素：鉴于先前技术的不足，本发明的一个目的在于提供不匹配补偿装置与方法以及不匹配检测装置，以改善先前技术。本发明揭示一种不匹配补偿装置，能够同步处理与频率相关的不匹配响应以及与频率无关的增益与相位不匹配，所述补偿装置的一实施例包含：一信号产生器；一增益与相位补偿器；一数字至模拟转换器；一传送端模拟前端电路；一不匹配检测电路；一频率相关不匹配补偿器；以及一控制电路。所述信号产生器用来同步输出一第一信号与一第二信号。所述增益与相位补偿器用来依据一增益参数以及一相位参数处理该第一与第二信号，以产生一补偿第一信号以及一补偿第二信号。所述 数字至模拟转换器用来分别对该补偿第一信号与该补偿第二信号施以数字至模拟转换，以产生一第一模拟信号与一第二模拟信号。所述传送端模拟前端电路用来分别处理该第一与第二模拟信号以输出一联合信号。所述不匹配检测电路用来检测该联合信号的功率，以产生一检测结果，该检测结果相关于该增益参数以及该相位参数。所述频率相关不匹配补偿器用来补偿该第一与第二信号的至少其中之一，藉此补偿该频率相关的不匹配响应。所述控制电路用来依据该检测结果设定该增益参数以及该相位参数以补偿该与频率无关的增益与相位不匹配，并用来依据该检测结果设定该频率相关不匹配补偿器的参数以补偿该与频率相关的不匹配响应。本发明另揭示露一种不匹配补偿方法，同样能够同步处理与频率相关的不匹配响应以及与频率无关的增益与相位不匹配，所述补偿方法的一实施例包含下列步骤：同步输出一第一信号与一第二信号；依据一增益参数以及一相位参数处理该第一与第二信号，以产生一补偿第一信号以及一补偿第二信号；分别对该补偿第一信号与该补偿第二信号施以数字至模拟转换，以产生一第一模拟信号与一第二模拟信号；分别处理该第一与第二模拟信号以输出一联合信号；检测该联合信号的功率，以产生一检测结果，该检测结果相关于该增益参数以及该相位参数；依据该检测结果设定该增益参数以及该相位参数以补偿该与频率无关的增益与相位不匹配；以及依据该检测结果设定至少一补偿参数以补偿该与频率相关的不匹配响应，其中该至少一补偿参数用来补偿该第一与第二信号的至少其中之一。本发明亦提供一种不匹配检测装置，能够检测与频率相关的不匹配以及与频率无关的不匹配，所述检测装置的一实施例包含：一测试信号传送电路；以及一不匹配检测电路。所述测试信号传送电路用来同步输出一同相信号与一正交相信号，包含：一同相传送路径，用来传送该同相信号；一正交相传送路径，用来传送该正交相信号；以及一运算器，耦接该同相与正交相传送路径，用来依据传送后的该同相与正交相信号产生一联合信号。所述不匹配检测电路用来检测该联合信号的功率以产生一检测结果，包含：一前置处理电路，用来依据该联合信号产生一数字信号；一接收端数字前端电路，用来依据该数字信号产生一待检测信号；以及一功率检测器，用来检测该待检测信号的功率以产生该检测结果。有关本发明的特征、实作与功效，兹配合附图作较佳实施例详细说明如下。附图说明图1a为本发明的不匹配补偿装置的一实施例的示意图；图1b为图1a的频率相关不匹配补偿器的一实施例的示意图；图2为图1a的增益与相位补偿器的一实施例的示意图；图3为图2的增益补偿器与相位补偿器的一实施例的示意图；图4为图1a的传送端模拟前端电路的一实施例的示意图；图5为图1a的不匹配检测电路的一实施例的示意图；图6为图5的前置处理电路的一实施例的示意图；图7为图5的接收端数字前端电路的一实施例的示意图；图8为数字信号的频率超出预定频宽的范围的示意图；图9为图1a的不匹配检测电路的另一实施例的示意图；图10为数字信号的频率经平移后落于预定频宽之内的示意图；图11为图9的频率平移器的一实施例的示意图；图12为本发明的不匹配补偿方法的一实施例的示意图；以及图13为本发明的不匹配检测装置的一实施例的示意图。【符号说明】100不匹配补偿装置110、SG信号产生器120、GPC增益与相位补偿器130、DAC数字至模拟转换器140、TX-AFE传送端模拟前端电路150、MMD不匹配检测电路160、Ctrl控制电路170、Comp_FD172、FIR有限脉冲响应滤波器174、Delay延迟电路210、PC相位补偿器220、GC增益补偿器310第一乘法器320第二乘法器330第一加法器340第二加法器350第三乘法器410、IPath第一传送路径420、QPath第二传送路径430运算器510、PP前置处理电路520、RX-DFE接收端数字前端电路530、PD功率检测器610、Square平方产生运算器620、DCR直流排除器630、Filter滤波器640、ADC模拟至数字转换器710、ACIF相邻通道干扰滤波器720、FDC降频器I信号强度f频率AS模拟信号DS数字信号kf△模拟信号的频率2kf△数字信号的频率fbw预定频宽910、FS频率平移器1110、SRO符号反转操作器1120、SC选择控制器1122、CNT计数器1124乘法器1130、SEL选择器S1210～S1270步骤1300不匹配检测装置1310、TS-TX测试信号传送电路1312、IPath同相信号传送路径1314、QPath正交相信号传送路径1316运算器1320、MMD不匹配检测电路1322、PP前置处理电路1324、RX-DFE接收端数字前端电路1326、PD功率检测器1328、FS频率平移器具体实施方式以下说明内容的用语是参照本
技术领域：
的习惯用语，如本说明书对部分用语有加以说明或定义，该部分用语的解释是以本说明书的说明或定义为准。本发明的揭示内容包含装置与方法，装置的部分元件单独而言可能为已知元件，在不影响该装置的充分揭示及可实施性的前提下，以下说明对于个别已知元件的细节将予以节略；方法的部分步骤或所有步骤的组合可以是软件及/或固件的形式，可藉由本发明的装置或其等效装置来执行。请参阅图1a，其是本发明的不匹配补偿装置的一实施例的示意图，本实施例的不匹配补偿装置100能够同步处理与频率相关的增益与相位不匹配以及与频率无关的增益与相位不匹配，包含：一信号产生器(图中标示为SG)110；一增益与相位补偿器(图中标示为GPC)120；一数字至模拟转换器(图中标示为DAC)130；一传送端模拟前端电路(图中标示为TX-AFE)140；一不匹配检测电路(图中标示为MMD)150；一控制电路(图中标示为Ctrl)160；以及一频率相关不匹配补偿器(图中标示为Comp_FD)170。为帮助了解本发明，不匹配补偿装置100的一实施例的运作先简述如下，详细内容会说明于后续段落：一、为了进行与频率无关(frequencyindependent,FI)以及与频率相关(frequencydependent,FD)的增益与相位不匹配调整，在增益与相位补偿器120依次调整增益与相位参数的情形下，不匹配检测电路150先依据信号产生器110所产生的信号来求出”角频率ωk下的最佳检测结果pwr(ωk)”，求得上述最佳检测 结果pwr(ωk)时所采用的增益与相位参数可视为此角频率ωk下的最佳增益与相位参数(g(ωk),θ(ωk))。增益与相位参数的近似值的公式如后述式16所示。二、接着，控制电路160依据式16以及已知(或事先求得)的同相与正交相不匹配的特性得到如后述式17所示的”与频率无关的增益差与相位差gFI、θFI”。之后，控制电路160再依据式17的增益差与相位差gFI、θFI来设定增益与相位补偿器120的增益参数与相位参数，以补偿与频率无关的不匹配。三、得到式17的结果后，若将式17的结果代入式16，可得到后述式18所示的与频率相关的增益差与相位差gFD(ωk)、θFD(ωk)的近似值。另外，根据与频率相关的同相与正交相不匹配响应HFD[k]的定义，与频率相关的不匹配响应HFD[k]可用后述式19来表示。因此，基于式19中的增益差与相位差gFD(ωk)、θFD(ωk)可从式18得到，控制电路160便可据以设定频率相关不匹配补偿器170的参数，以产生与频率相关的不匹配补偿的响应hFD[n]如式20所示。藉此，与频率相关的不匹配响应HFD[k]便可被不匹配补偿的响应hFD[n]抵销或减少以完成补偿。请注意，后述补偿设定的推导过程虽未说明上述频率相关不匹配补偿器170对信号的影响，然其影响可视为体现于与频率相关的增益差与相位差gFD(ωk)、θFD(ωk)中，亦即不匹配补偿器170若已抵销掉一部分的与频率相关的不匹配响应HFD[k]，尚未被抵销掉的部分即由增益差与相位差gFD(ωk)、θFD(ωk)来反映，当然，不匹配补偿器170在求取补偿设定的过程中也可先藉由适当参数设定或旁路(bypass)设计等方式来避免对信号造成影响。请重新参阅图1a，所述信号产生器110用来同步输出一第一信号I(t)与一第二信号Q(t)，该二信号经由不同路径被同步传输至传送端模拟前端电路140后分别成为信号与信号若第一与第二信号I(t)、Q(t)分别为同相与正交相信号，在不考虑增益与相位补偿器120的作用下，各信号的关系可用下列式1来表示：I~(t)Q~(t)=cos(θFI/2)sin(θFI/2)sin(θFI/2)cos(θFI/2)·100gFI·100gFD(ω)·cos(θFD(ω)/2)sin(θFD(ω)/2)sin(θFD(ω)/2)cos(θFD(ω)/2)·I(t)Q(t)≡m1,1m1,2m2,1m2,2·I(t)Q(t)=M·I(t)Q(t)]]>(式1)其中符号gFI与θFI分别代表与频率无关的增益差与相位差；符号gFD(ω)、θFD(ω)分别代表与频率相关的增益差与相位差；M代表不匹配矩阵；m1,1至m2,2的值如下列式2所示：m1,1＝cos(θFI/2)cos(θFD(ω)/2)+gFIgFD(ω)sin(θFI/2)sin(θFD(ω)/2)m1,2＝cos(θFI/2)sin(θFD(ω)/2)+gFIgFD(ω)sin(θFI/2)cos(θFD(ω)/2)m2,1＝sin(θFI/2)cos(θFD(ω)/2)+gFIgFD(ω)cos(θFI/2)sin(θFD(ω)/2)m2,2＝sin(θFI/2)sin(θFD(ω)/2)+gFIgFD(ω)cos(θFI/2)cos(θFD(ω)/2)(式2)请注意，若不匹配不存在，亦即第一与第二信号I(t)、Q(t)等于信号时，m1,1＝m2,2＝1且m1,2＝m2,1＝0。另请注意，本实施例中，信号产生器110可控制第一与第二信号I(t)、Q(t)的角频率ω＝2πkf△，使其按一预定变化率(例如f△)来改变，上述k为整数且k的范围是依一预定频宽来决定(例如k的范围可使频率ω/2π涵盖该预定频宽，该预定频宽例如是本发明所应用的通信电路的频宽)。再请注意，若第一与第二信号I(t)、Q(t)为同相与正交相信号以外的信号，本领域具有通常知识者可依循本说明书的揭示来推知信号关系及相对应的参数设定。请继续参阅图1a，所述增益与相位补偿器120用来依据一增益参数δ以及一相位参数φ处理该第一与第二信号I(t)、Q(t)，以产生一补偿第一信号C.I(t)以及一补偿第二信号C.Q(t)。增益与相位补偿器120的一实施例如图2所示，包含一相位补偿器(图中标示为PC)210与一增益补偿器(图中标示为GC)220。所述相位补偿器210用来依据该相位参数φ、该第一与第二信号I(t)、Q(t)产生该补偿第一信号C.I(t)，并用来依据该相位参数φ、该第二与第一信号Q(t)、I(t)产生一相位补偿信号；所述增益补偿器220用来依据该增益参数δ以及该相位补偿信号产生该补偿第二信号C.Q(t)。相位补偿器210的一实施例如图3所示，包含：一第一乘法器310，用来依据该相位参数φ处理该第一信号I(t)以产生一第一被乘信号；一第二乘法器320，用来依据该相位参数φ处理该第二信号Q(t)以产生一第二被乘信号；一第一加法器330，用来依据该第一信号I(t)与该第二被乘信号产生该补偿第一信号C.I(t)；以及一第二加法器340，用来依据该第二信号Q(t)与该第一被乘信号产生该相位补偿信号。增益补偿器220之一实施例如图3所示，包含：一第三乘法器350，用来依据该增益参数δ处理该相位补偿信号以产生该补偿第二信号C.Q(t)。举例而言，令图3的第一乘法器310与第二乘法器320的乘数均为φ/2以及第三乘法器350的乘数为δ，则图3的相位补偿器210与增益补偿器220所贡献的补偿效果C可用下列式3来表示：C=100δ·1φ/2φ/21]]>(式3)倘上述增益参数δ与相位参数φ分别满足下列式4与式5则可被称为理想参数：δ=-β12+β12β22-β1β21+β12β22+β12+β22β22+β12β22-β1β21+β12β22+β12+β22·m2,1m1,2]]>(式4)φ=2·β1+β2(1-β1β2)+1+β12β22+β12+β22]]>(式5)其中β1＝-m1,2/m2,2、β2＝-m1,2/m2,2。而若将式1中代表不匹配的矩阵M与式3中代表补偿(或说预失真)的矩阵C相乘，可得到下列式6：M·C=α·1γ/2-γ/21]]>(式6)其中α与γ分别如下列式7与式8所示：γ=2·(1+β1β2)-1+β12β22+β12+β22β1-β2]]>(式7)α=-(φ-γ)·det(M)2m1,2(1+γ2/4)]]>(式8)其中式8的det(M)＝m1,1.m2,2-m1,2.m2,1。另外，倘参数δ与φ在频率ω下分别为δ(ω)与φ(ω)，基于前述θFD(ω)与θFI之值很小以及gFI.gFD(ω)近似于1，δ(ω)与φ(ω)在数学上可近似为下列式9与式10：δ^(ω)=(gFIgFD(ω))-1]]>(式9)φ^(ω)=-(θFI+θFD(ω))]]>(式10)请继续参阅图1a，所述数字至模拟转换器130用来分别对该补偿第一信号C.I(t)与该补偿第二信号C.Q(t)施以数字至模拟转换，以产生一第一模拟信号与一第二模拟信号。所述传送端模拟前端电路140用来分别处理该第一与第二模拟信号以输出一联合信号，该传送端模拟前端电路140的一实施例如图4所示，包含： 一第一传送路径(图中标示为IPath)410，用来对该第一模拟信号施以一第一滤波处理以及一第一调制处理(例如第一低通滤波处理与第一升频处理)，藉此产生一第一调制信号；一第二传送路径(图中标示为QPath)420，用来对该第二模拟信号施以一第二滤波处理以及一第二调制处理(例如第二低通滤波处理与第二升频处理)，藉此产生一第二调制信号；以及一运算器430，用来依据该第一与第二调制信号产生该联合信号，举例来说，运算器430可将第一调制信号减去第二调制信号以产生该联合信号。上述第一与第二滤波处理可分别由一第一滤波器与一第二滤波器来执行，是引起与频率相关的增益差与相位差gFD(ω)、θFD(ω)的主因；而第一与第二调制处理可由一调制器来执行，是引起与频率无关的增益差与相位差gFI、θFI的主因。请继续参阅图1a，所述不匹配检测电路150用来检测该联合信号的功率，以产生一检测结果。不匹配检测电路150的一实施例如图5所示，包含：一前置处理电路(图中标示为PP)510，用来依据该联合信号产生一数字信号；一接收端数字前端电路(图中标示为RX-DFE)520，用来依据该数字信号产生一待检测信号；以及一功率检测器(图中标示为PD)530，用来检测该待检测信号的功率以产生该检测结果。前置处理电路510的一实施例如图6所示，包含：一平方产生运算器(图中标示为Square)610，用来对该联合信号执行一正值产生运算以产生一第一处理信号；一直流排除器(图中标示为DCR)620，用来对该第一处理信号执行一直流排除处理以产生一第二处理信号，直流排除器620可由高通滤波器(例如3dB频宽极低的一阶高通滤波器或其等效电路)来实现；一滤波器(图中标示为Filter)630，用来对该第二处理信号执行一滤波处理以产生一第三处理信号，能够初步过滤杂讯(例如高频杂讯)；以及一模拟至数字转换器(图中标示为ADC)640，用来对该第三处理信号执行一模拟至数字转换处理以产生该数字信号。接收端数字前端电路520的一实施例如图7所示，包含：一相邻通道干扰(adjacent-channel-interference,ACI)滤波器(图中标示为ACIF)710，用来对该数字信号执行一相邻通道干扰的滤波处理以产生一滤波信号，能够加强过滤杂讯，相邻通道干扰滤波器710可由有限脉冲响应滤波器(finiteimpulseresponsefilter,FIRfilter)或其等效电路来实现；以及一降频器(图中标示为FDC)720，用来对该滤波信号执行一降频处理以产生该待检测信号。请参阅图1a、图5、图6与图7，倘暂不考虑增益与相位补偿器120的作用，数字至模拟转换器130所输出的第一与第二信号I(t)、Q(t)可以下列式11来表示(其中A代表振幅)：I(t)=Acos(2πkfΔt)Q(t)=Asin(2πkfΔt)]]>(式11)根据式11及上述假设条件，经过一系列习知推导后，模拟至数字转换器640可产生一数字信号r[n]如下列式12所示：r[n]=A2gpath4(m1,12+m2,12-m1,22-m2,22)2+4(m1,1m1,2+m2,1m2,2)2cos(4πkfΔnfADC+θADC)]]>(式12)其中m1,1、m1,2、m2,1、m2,2为不匹配矩阵M的系数、gpath代表传输路径的增益差、fADC代表模拟至数字转换器640的操作频率；θADC代表模拟至数字转换器640所造成的相位差。上述数字信号r[n]经相邻通道干扰滤波器710以及降频器720处理后成为该待检测信号，接着功率检测器530便可检测该待检测信号以产生该检测结果pwr如下列式13所示：pwr≡1NΣn=0N-1(r2[n])≈E{r2[n]}=A4gpath232((m1,12+m2,12-m1,22-m2,22)2+4(m1,1m1,2+m2,1m2,2)2)]]>(式13)其中N值愈大，代表检测结果pwr的样本数愈多，相关平均结果也会愈逼近数学期望值E。基于式13，再将增益与相位补偿器120的作用纳入考量，则补偿后的不匹配矩阵M'如下列式14所示：M′=M·C=α·1γ/2-γ/21=ααγ/2-αγ/2α]]>(式14)将式14的α、αγ/2、-αγ/2、α分别取代式13的m1,1、m1,2、m2,1、m2,2，则可得到补偿后的该检测结果pwr如下列式15所示：pwr=A4gpath232{(α2+(-αγ/2)2-α2-(αγ/2)2)2+4(α(αγ/2)+α(-αγ/2))2}=0]]>(式15)基于式15，增益与相位补偿器120可藉由增益与相位参数(δ,φ)的变化(例如循序变化)来找出对应最佳检测结果pwr的增益与相位参数(δ,φ)(亦即找到最佳检测结果pwr时增益与相位补偿器120所采用的增益与相位参数(δ,φ)是最佳参数)，举例而言，当图4的传送端模拟前端电路140的运算器430为减法器用来将第一调制信号减去第二调制信号时，检测结果pwr理想上应为零，亦即在没有不匹配的情形下第一调制信号理想上应等于第二调制信号。承前所述，当第一与第二信号I(t)、Q(t)为同相与正交相信号且信号产生器110控制第一与第二信号I(t)、Q(t)的角频率为ωk(k为0与K之间的整数，例如k＝0,1,2,3…或K，其中k值的范围可使频率ω/2π涵盖一预定频宽，该预定频宽例如是本发明所应用的通信电路的频宽)，依据式15及其相关说明，角频率ωk下的最佳检测结果pwr(ωk)及其对应的增益与相位参数(δ(ωk),φ(ωk))可以被找到。依据式9与式10，增益与相位参数(δ(ωk),φ(ωk))的近似值可用下列式16来表示：δ^(ωk)=(gFIgFD(ωk))-1]]>φ^(ωk)=-(θFI+θFD(ωk))]]>(式16)另外，根据同相与正交相不匹配的特性，与频率相关的增益差与相位差gFD(ωk)、θFD(ωk)在ωk＝ω0＝0时(即k＝0时)分别为gFD(0)＝1与θFD(0)＝0，若将上述关系代入式16，可得到如式17所示的与频率无关的增益差与相位差gFI、θFI：gFI=(δ^(0)gFD(0))-1=δ^(0)-1]]>θFI≈-(φ^(0)+θFD(0))=-φ^(0)]]>(式17)之后，图1a的控制电路160便可依据式17的增益差与相位差gFI、θFI来设定前述增益与相位补偿器120的增益参数与相位参数，以补偿与频率无关的不匹配。请注意，考虑到ωk＝ω0＝0会导致模拟至数字转换器640所接收的信号为零，因此当k＝0时，信号产生器110可令ω0不等于零但接近零，例如令ω0＝2πf△/16。类似地，考虑到对应前述预定频宽的截止频率的不匹配难以估测，因此当k＝K(假定ωK/2π与该截止频率的差异最小)，信号产生器110可令ωK/2π不等于该截止频率但接近该截止频率，例如令ωK＝2πKf△-2πf△/16。而当k不等于0或K时(亦即ωk落于该预定频宽内时)，信号产生器110可直接令ωk＝2πkf△。当然，实施本发明者可依其需求来做频率设定。承上所述，若将式17的结果代入式16，与频率相关的增益差与相位差gFD(ωk)、θFD(ωk)的近似值可用下列式18来表示：gFD(ωk)≈(gFIδ^(ωk))-1=δ^(0)·δ^(ωk)-1]]>θFD(ωk)≈-(θFI+φ^(ωk))=φ^(0)-φ^(ωk)]]>(式18)接着，根据与频率相关的同相与正交相不匹配响应HFD[k]的定义，与频率相关的不匹配响应HFD[k]可用下列式19来表示：HFD[k]≡gFD(ωk)·ejθFD(ωk)]]>(式19)基于式19的增益差与相位差gFD(ωk)、θFD(ωk)可由式18得到，图1a的控制电路160可设定频率相关不匹配补偿器170的参数，以产生与频率相关的不匹配补偿的响应hFD[n]如下列式20所示(其中IFFT是指反向快速傅立叶转换)：hFD[n]＝IFFT{HFD[k]}(式20)藉此，与频率相关的不匹配响应HFD[k]可被不匹配补偿的响应hFD[n]抵销或减少以完成补偿。上述频率相关不匹配补偿器170可补偿第一信号I(t)，或佐以相对应的参数正负号调整后补偿第二信号Q(t)。频率相关不匹配补偿器的一实施例如图1b所示，包含：N个抽头的有限脉冲响应滤波器(图中标示为FIR)172设于第一信号I(t)的传输路径上，用来产生不匹配补偿的响应hFD[n]；以及延迟电路(图中标示为Delay)174(例如具有(N+1)/2个抽头的先进先出(first-infirst-out,FIFO)延迟缓冲器)设于第二信号Q(t)的传输路径上，用来使第一信号I(t)与第二信号Q(t)能够维持同步，上述N值例如为奇数正整数。请再次参阅图1a、图5、图6与图7，藉由对数字至模拟转换器130以及模拟至数字转换器640的操作频率的设定，于本发明的一实施范例下，当图1a的数字至模拟转换器130所输出的第一与第二模拟信号的频率为kf△，图6模拟至数字转换器640所产生的数字信号的频率为2kf△，因此当第一与第二模拟信号的频率kf△绝对值在频谱分析上落于一预定频宽fbw的四分之一至二分之一之间时(或说频率kf△与该预定频宽fbw的截止频率的差距小于fbw/4，其中该预定频宽fbw例如是本发明所应用的通信电路的频宽)，数字信号的频率2kf△会超出该预定频宽fbw的范围如图8所示(其中纵轴为信号强度I、横轴为频率f、AS代表第一或第二模拟信号、DS代表数字信号、虚线形成的间隔代表该预定频宽的范围)，而超出 该范围的数字信号会被图7的相邻通道干扰滤波器710所排除，因此无法用来产生前述检测结果。为避免上述问题，本发明提供不匹配检测电路150的另一实施例如图9所示，相较于图5，图9的不匹配检测电路150进一步包含：一频率平移器(图中标示为FS)910，耦接于前置处理电路510与接收端数字处理电路520之间，用来平移至少一部分该数字信号的频率，藉此使所有数字信号的频率落于该预定频宽fbw之内，举例而言，当数字至模拟转换器130所产生的该第一与第二模拟信号的频率绝对值落于该预定频宽fbw的四分之一至二分之一之间(亦即fbw/4≦kf△≦fbw/2)，频率平移器910将频率为正的该数字信号的频率(亦即2kf△)减去该频宽fbw，或将频率为负的该数字信号的频率(亦即-2kf△)加上该频宽fbw，藉此平移至少一部分该数字信号的频率如图10所示。图9的频率平移器910可藉由习知的混频器或其等效电路来实现，然而，本发明亦提出架构单纯有效的频率平移器910如图11所示，包含：一符号反转操作器(signreverseoperator)(图中标示为SRO)1110，用来接收该数字信号并将其反转以产生符号反转的数字信号；一选择控制器(图中标示为SC)1120，用来依据一控制旗标产生一选择控制信号；以及一选择器(图中标示为SEL)1130，用来依据该选择控制信号输出该符号反转的数字信号或该数字信号。本实施例中，选择控制器1120包含一计数器(图中标示为CNT)1122与一乘法器1124，该计数器1122用来于计数值为2的倍数时输出1以及于计数值为其它数值时输出0，该乘法器1124用来将该控制旗标与该计数器1122的输出相乘，以产生该选择控制信号，其中该控制旗标于前述第一与第二模拟信号的频率绝对值落于预定频宽fbw的四分之一至二分之一之间时为1(代表频率平移功能被致能)，其余情况下为0。请注意，在上述频率平移的情形下，式12应调整如下列式21所示：r[n]=cos(πn)×A2gpath4(m1,12+m2,12-m1,22-m2,22)2+4(m1,1m1,2+m2,1m2,2)2cos(4πkfΔnfADC+θADC)=A2gpath4(m1,12+m2,12-m1,22-m2,22)2+4(m1,1m1,2+m2,1m2,2)2cos(2π(fbw-2kfΔ)nfADC+θADC)]]>(式21)本领域具有通常知识者能依式21来进行其余算式的相对应调整以实施本发明。除前述装置外，本发明亦提出一种不匹配补偿方法，同样能够同步处理与频率相关的增益与相位不匹配以及与频率无关的增益与相位不匹配。该方法的一实施例如图12所示，包含下列步骤：步骤S1210：同步输出一第一信号与一第二信号。本步骤可由图1a的信号产生器110或其等效电路来执行。步骤S1220：依据一增益参数以及一相位参数处理该第一与第二信号，以产生一补偿第一信号以及一补偿第二信号。本步骤可由图1a的增益与相位补偿器120或其等效电路来执行。步骤S1230：分别对该补偿第一信号与该补偿第二信号施以数字至模拟转换，以产生一第一模拟信号与一第二模拟信号。本步骤可由图1a的数字至模拟转换器130或其等效电路来执行。步骤S1240：分别处理该第一与第二模拟信号以输出一联合信号。本步骤可由图1a的传送端模拟前端电路140或其等效电路来执行。步骤S1250：检测该联合信号的功率，以产生一检测结果，该检测结果相关于该增益参数以及该相位参数。本步骤可由图1a的不匹配检测电路150或其等效电路来执行。步骤S1260：依据该检测结果设定该增益参数以及该相位参数以补偿该与频率无关的增益与相位不匹配。本步骤可由图1a的控制电路160或其等效电路来执行。步骤S1270：依据该检测结果设定至少一补偿参数以补偿该与频率相关的不匹配响应，其中该至少一补偿参数用来补偿该第一信号与该第二信号的至少其中之一。本步骤可由图1a的控制电路160或其等效电路来执行。由于本
技术领域：
中具有通常知识者能够藉由前揭装置实施例的揭示内容来推知本方法实施例的实施细节与变化，更明确地说，前揭装置实施例的技术特征均可合理应用于本方法实施例中，因此，在不影响本方法实施例的露示要求与可实施性的前提下，重复及冗余的说明在此予以节略。本发明另提供一种不匹配检测装置，能够检测与频率相关的不匹配以及与频率无关的不匹配。图13为该不匹配检测装置的一实施例的示意图，如图所示，不匹配检测装置1300包含：一测试信号传送电路(图中标示为TS-TX)1310；以及一不匹配检测电路(图中标示为MMD)1320。所述测试信号传送电路1310用来同步输出一同相信号与一正交相信号，包含：一同相信号传送路径(图中标示为IPath)1312，用来传送并处理该同相信号；一正交相信号传送路径(图中标示为QPath)1314，用来传送并处理该正交相信号；以及一运算器1316，耦接该同相与正交相传送路径1312、1314，用来依据传送及处理后的该同相与正交相信号产生 一联合信号。所述不匹配检测电路1320用来检测该联合信号的功率以产生一检测结果，包含：一前置处理电路(图中标示为PP)1322，用来依据该联合信号产生一数字信号；一接收端数字前端电路(图中标示为RX-DFE)1324，用来依据该数字信号产生一待检测信号；以及一功率检测器(图中标示为PD)1326，用来检测该待检测信号的功率以产生该检测结果。本实施例中，不匹配检测电路1320可选择性地包含：一频率平移器(图中标示为FS)1328，耦接该前置处理电路1322，并于该测试信号传送电路1310所同步输出的该同相与正交相信号的数字至模拟转换信号的频率绝对值落于一预定频宽的四分之一至二分之一之间时，平移至少一部分该数字信号的频率后再输出该数字信号至该接收端数字前端电路1324，否则直接输出该数字信号至该接收端数字前端电路1324。综上所述，本发明的装置与方法能够同步处理与频率相关的不匹配以及与频率无关的不匹配，藉此避免非同步处理所引起的问题，同时增强检测暨补偿的效率。当前第1页1 2 3