本发明涉及一种自适应性调整滤波器系数的方法及其处理电路，且特别是涉及一种适用在正交频分复用(orthogonalfrequency-divisionmultiplexing，ofdm)系统中对于离散导频子载波进行自适应性调整滤波器系数的方法及其处理电路。
背景技术：
在无线通信领域中，信道估计(channelestimation)技术是最能直接影响到系统性能的核心技术之一，其原理会是通常采用对传输信号中所知的导频子载波来进行测量，并借此进而获得到整个传输信道的衰落(fading)特性。其中，为了能获得到更准确的测量结果，其过程中还可以加入使用一无限脉冲响应(infiniteimpulseresponse，iir)滤波器，以减少噪声对导频子载波的影响。
然而，固定的滤波器系数并无法适用在对不同衰落环境下得到最佳的测量结果。因此，在目前的自适应性调整滤波器系数的方法中，比较常见的是通过对传输信号中的每一符码(symbol)进行分析，以借此获得到所对应于每一符码的一滤波器系数。这种作法虽然可以降低调整滤波器系数的复杂度，并且同时反映出传输信道的时变特性。
但对于ofdm系统而言，由于每一子载波(sub-carrier)间仍存在有无法避免的干扰发生，例如，同频信道干扰(co-channelinterference，cci)等。因此，如何同时估计出每一导频子载波在时间及频率方向上的差异变化大小，并且根据该差异变化大小来获得到每一子载波的滤波器系数，已成为目前主要的一个关键问题。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明实施例提供一种自适应性调整滤波器系数的方法及其处理电路，且特别是涉及一种适用在ofdm系统中对于离散导频子载波进行自适应性调整滤波器系数的方法及其处理电路。
本发明实施例提供一种自适应性调整滤波器系数的方法，适用于ofdm系统的接收装置中，此接收装置接收具有多个符码的ofdm信号，并且对每一符码中的多个离散导频子载波进行时域方向上的插值运算。所述方法的步骤如下。对于每一符码中的多个时域插值运算结果进行求模运算，以分别获得到每一离散导频子载波的估计可信度。根据每一离散导频子载波的估计可信度，来产生出每一离散导频子载波的一干扰程度值。分别对每一符码中的多个干扰程度值进行块平均运算，以产生出每一符码的一平均值序列，并且根据每一符码的平均值序列，来产生关联于每一符码的一结果值序列。分别地将多个结果值序列来与r个第一阈值进行比较，以借此获得到相应于每一符码中的多个离散导频子载波的滤波器系数序列，其中r为大于1的正整数。
本发明实施例另提供一种自适应性调整滤波器系数的处理电路，适用于ofdm系统的接收装置中，此接收装置接收具有多个符码的ofdm信号，并且对每一符码中的多个离散导频子载波进行时域方向上的插值运算。所述处理电路包括可信度运算单元、干扰程度运算单元、序列生成单元以及系数生成单元。可信度运算单元，用以对每一符码中的多个时域插值运算结果进行求模运算，以分别获得到每一离散导频子载波的估计可信度。干扰程度运算单元，用以根据每一离散导频子载波的估计可信度，来产生出每一离散导频子载波的一干扰程度值。序列生成单元，用以分别对每一符码中的多个干扰程度值进行块平均运算，以产生出每一符码的平均值序列，并且根据每一符码的平均值序列，来产生关联于每一符码的一结果值序列。系数生成单元，则用以分别地将多个结果值序列来与r个第一阈值进行比较，以借此获得到相应于每一符码中的多个离散导频子载波的滤波器系数序列，其中r为大于1的正整数。
综上所述，本发明实施例所提供的自适应性调整滤波器系数的方法及其处理电路，可以是借由分析出每一离散导频子载波同时在时间及频率方向上的差异变化，以使得接收装置可能获得到如同二维形式般的滤波器系数矩阵，并借此让每一离散导频子载波能够调整得到自适应其本身的滤波器系数。
为使能更进一步了解本发明的特征及技术内容，请参阅以下有关本发明的详细说明与附图，但是此等说明与附图说明书附图仅是用来说明本发明，而非对本发明的权利范围作任何的限制。
附图说明
图1是本发明实施例所提供的自适应性调整滤波器系数的方法的流程示意图。
图2是图1的自适应性调整滤波器系数的方法中产生出每一离散导频子载波的干扰程度值的流程示意图。
图3是图2的自适应性调整滤波器系数的方法中获得到每一离散导频子载波的最大值比较结果及最小值比较结果的流程示意图。
图4是图1的自适应性调整滤波器系数的方法中的步骤s103至步骤s109的运作示意图。
图5是本发明实施例所提供的自适应性调整滤波器系数的处理电路的功能方块图。
具体实施方式
在下文中，将藉由图式说明本发明的各种实施例来详细描述本发明。然而，本发明概念可能以许多不同形式来体现，且不应解释为限于本文中所阐述的例示性实施例。此外，在图式中相同参考数字可用以表示类似的组件。
具体来说，本发明实施例所提供的自适应性调整滤波器系数的方法及其处理电路，可以适用于任何ofdm系统下的接收装置中。举例来说，所述ofdm系统可例如为地面整合式服务数字广播(isdb-t)系统、地面数字视频广播(dvb-t)系统或第二代地面数字视频广播(dvb-t2)系统，但本发明皆不以此为限制。总而言之，此ofdm系统的接收装置会是接收到具有多个符码的ofdm信号，并且对于每一符码中的多个离散导频子载波进行时域方向上的插值运算。然而，由于本发明实施例的接收装置所对这些离散导频子载波进行时域方向上的插值运算，即可例如为信道估计技术的习知原理之一，因此有关于其细部内容于此就不再多加赘述。
请参阅图1，图1是本发明实施例所提供的自适应性调整滤波器系数的方法的流程示意图。首先，在步骤s101中，此接收装置会对每一符码中的多个时域插值运算结果进行求模运算，以分别获得到每一离散导频子载波的一估计可信度。其次，在步骤s103中，根据每一离散导频子载波的估计可信度，来产生出每一离散导频子载波的一干扰程度值。接着，在步骤s105中，分别对每一符码中的多个干扰程度值进行块平均运算，以产生出每一符码的一平均值序列。
再者，在步骤s107中，根据每一符码的平均值序列，来产生关联于每一符码的一结果值序列。最后，在步骤s109中，分别地将多个结果值序列来与r个第一阈值进行比较，以借此获得到相应于每一符码中的多个离散导频子载波的一滤波器系数序列。其中，上述参数r为大于1的正整数。
进一步来说，根据以上内容的教示，并且通过现有的已知信息，本技术领域中具有通常知识者应可理解到，本发明实施例的自适应性调整滤波器系数的方法是在已经进行完成ofdm信号的同步后才开始执行。因此，本发明实施例的接收装置所接收到的ofdm信号，乃意味者为已经完成同步后的ofdm信号。值得注意的是，本发明并不限制接收装置所进行ofdm信号同步时的详细实现方式，故本技术领域中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行设计。
另一方面，由于步骤s101中所进行求模运算而能获得到的每一离散导频子载波的估计可信度，即可例如为习知的信道状态信息(channelstateinformation，csi)，因此有关于其细部内容于此就不再多加赘述。然而，为了方便以下说明，本发明实施例可先假设此ofdm信号中的该多个离散导频子载波乃表示定义为sp1,1～spn,k。其中，参数n为此ofdm信号中的符码的总个数，而参数k则为每一符码中所具有的离散导频子载波的总个数。因此，当在步骤s101中所能获得到的第i个符码中的第j个离散导频子载波spi,j的估计可信度，则可对应表示为csii,j。其中，参数i等于为1至n的任意正整数，而参数j则等于为1至k的任意正整数。
接着，为了更进一步说明关于步骤s103中所产生出每一离散导频子载波的干扰程度值的实现细节，本发明进一步提供其步骤s103的一种实施方式。请参阅图2，图2是图1的自适应性调整滤波器系数的方法中产生出每一离散导频子载波的干扰程度值的流程示意图。其中，图2中部分与图1相同的流程步骤以相同的图号标示，故于此便不再多加详述其细节。
请同时参阅图1及图2，步骤s103中更可包括有步骤s201～步骤s203。首先，在步骤s201中，依序地将每一离散导频子载波的估计可信度来与一第一默认值及一第二默认值分别进行比较，以获得到每一离散导频子载波的一最大值比较结果及一最小值比较结果。接着，在步骤s203中，根据每一离散导频子载波的最大值比较结果及最小值比较结果，来产生出每一离散导频子载波的干扰程度值。
详细来说，以下为了更进一步说明关于步骤s201的实现细节，本发明进一步提供其步骤s201的一种实施方式。请参阅图3，图3是图2的自适应性调整滤波器系数的方法中获得到每一离散导频子载波的最大值比较结果及最小值比较结果的流程示意图。值得注意的是，下述采用的实施方式在此仅是用以举例，其并非用以限制本发明。另外，图3中部分与图1及图2相同的流程步骤以相同的图号标示，故于此便不再多加详述其细节。
请同时参阅图2及图3，步骤s201中更可包括有步骤s301～步骤s311。首先，在步骤s301中，针对于这多个离散导频子载波的每一者，接收装置则会判断此离散导频子载波的估计可信度是否大于第一默认值。当此离散导频子载波的估计可信度并不大于第一默认值时，则进行步骤s303。在步骤s303中，接收装置输出此第一默认值作为此离散导频子载波的最大值比较结果。当此离散导频子载波的估计可信度大于第一默认值时，则进行步骤s305。在步骤s305中，接收装置输出此离散导频子载波的估计可信度作为此离散导频子载波的最大值比较结果，并且将此离散导频子载波的估计可信度更新成为第一默认值。
另外，在步骤s307中，针对于这多个离散导频子载波的每一者，接收装置也会判断此离散导频子载波的估计可信度是否小于第二默认值。当此离散导频子载波的估计可信度并不小于第二默认值时，则进行步骤s309。在步骤s309中，接收装置输出此第二默认值作为此离散导频子载波的最小值比较结果。当此离散导频子载波的估计可信度小于第二默认值时，则进行步骤s311。在步骤s311中，接收装置输出此离散导频子载波的估计可信度作为此离散导频子载波的最小值比较结果，并且将此离散导频子载波的估计可信度更新成为第二默认值。
根据以上内容的教示，本技术领域中具有通常知识者应可理解到，步骤s301～步骤s305及步骤s307～步骤s311应该为并行执行而未冲突的步骤。更具体来说，可请一并参阅到图4。其中，图4是图1的自适应性调整滤波器系数的方法中的步骤s103至步骤s109的运作示意图。
首先，针对于此ofdm信号中的第1个符码的第1个离散导频子载波sp1,1的估计可信度csi1,1而言，当接收装置判断出此离散导频子载波sp1,1的估计可信度csi1,1大于第一默认值buf_1时，此接收装置则输出此估计可信度csi1,1作为此离散导频子载波sp1,1的最大值比较结果max1,1(亦即，max1,1等于csi1,1)，并且将第一默认值buf_1更新成为此离散导频子载波sp1,1的估计可信度csi1,1的数值(亦即，buf_1等于csi1,1)。
同时地，当此接收装置判断出此离散导频子载波sp1,1的估计可信度csi1,1不小于第二默认值buf_2时，此接收装置则输出此第二默认值buf_2作为此离散导频子载波sp1,1的最小值比较结果min1,1(亦即，max1,1等于buf_2)，并且亦不会更新此第二默认值buf_2。
接着，针对于此ofdm信号中的第1个符码的第2个离散导频子载波sp1,2的估计可信度csi1,2而言，当接收装置判断出此离散导频子载波sp1,2的估计可信度csi1,2并不大于目前的第一默认值buf_1(请注意，目前第一默认值buf_1的数值为csi1,1)时，此接收装置则输出目前的第一默认值buf_1作为此离散导频子载波sp1,2的最大值比较结果max1,2(亦即，max1,2等于buf_1)，并且亦不会更新此第一默认值buf_1。
同时地，当此接收装置判断出此离散导频子载波sp1,2的估计可信度csi1,2小于目前的第二默认值buf_2时，接收装置则输出此离散导频子载波sp1,2的估计可信度csi1,2作为此离散导频子载波sp1,2的最小值比较结果min1,2(亦即，min1,2等于csi1,2)，并且将此第二默认值buf_2更新成为离散导频子载波sp1,2的估计可信度csi1,2(亦即，buf_2等于csi1,2)，以此类推。
根据以上内容的教示，并且通过现有的已知信息，本技术领域中具有通常知识者应可理解到，本发明实施例的步骤s201则会是不断地依序将每一离散导频子载波spi,j的估计可信度csii,j，来与第一默认值buf_1及第二默认值buf_2，分别进行求取最大值(亦即，max{csii,j,buf_1})及求取最小值(亦即，min{csii,j,buf_2})的运算，以借此获得到每一离散导频子载波spi,j的最大值比较结果maxi,j及最小值比较结果mini,j，并且决定是否将此估计可信度csii,j更新成为第一默认值buf_1或第二默认值buf_2。
另外，关于步骤s203的实现细节，则可例如为依序将每一离散导频子载波spi,j的最大值比较结果maxi,j及最小值比较结果mini,j进行除法运算，以获得到每一离散导频子载波spi,j的干扰程度值σi,j(亦即，σi,j＝maxi,j/mini,j)。但值得注意的是，上述实施方式在此仅是用以举例，其并非用以限制本发明。有鉴于此，根据以上内容的教示，本技术领域中具有通常知识者亦可理解到，本发明实施例的步骤s201～步骤s203主要精神之一乃在于，可直接依赖对每一离散导频子载波间的差异变化，以获得到每一离散导频子载波在时间及频率方向上的综合干扰考虑。
另外，为了避免第一默认值及第二默认值的无限发散，因此当在经过每t个符码中的该多个离散导频子载波皆已分别输出其最大值比较结果及最小值比较结果后，此接收装置则会用以一第一初始值及一第二初始值，来分别重置第一默认值及第二默认值。其中，参数t为大于等于2的任意正整数。
举例来说，于图4的实施例中，假设参数t为64的情况下，当此ofdm信号中的第64个符码的这k个离散导频子载波sp64，1～sp64，k皆已输出其最大值比较结果max64,1～max64,k及最小值比较结果min64,k～min64,k后，此接收装置则会用以第一初始值inv_1及第二初始值inv_2，来分别重置第一默认值buf_1及第二默认值buf_2的数值(亦即，buf_1＝＝inv_1与buf_2＝＝inv_2)，以避免第一默认值buf_1及第二默认值buf_2的无限发散。
如此一来，对于后续此ofdm信号中的第65个符码的第1个离散导频子载波sp65,1的估计可信度csi65,1而言，此接收装置将可以判断此离散导频子载波sp65,1的估计可信度csi65,1是否大于目前的第一默认值buf_1(亦即，第一初始值inv_1)，以及判断此离散导频子载波sp65,1的估计可信度csi65,1是否小于目前的第二默认值buf_2(亦即，第二初始值inv_2)，以此类推。
同理，当在此ofdm信号中的第128个(64×2＝128)符码的这k个离散导频子载波sp128,1～sp128,k皆已输出其最大值比较结果max128,1～max128,k及最小值比较结果min128,1～min128,k后，此接收装置则会同样用以第一初始值inv_1及第二初始值inv_2，来分别更新成为第一默认值buf_1及第二默认值buf_2，故于此便不再多加详述其细节。
值得一提的是，上述仅是本发明实施例为了避免第一默认值及第二默认值无限发散的其中一种详细实现方式，但其并非用以限制本发明。另外，本发明并不限制上述参数t的具体实现方式，本技术领域中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行设计。
复请参阅回图1，而在步骤s105中的块平均运算，则是将每一符码的多个干扰程度值，以不重复且依序m个为一组的方式作平均值运算，并且将各组平均值运算后的结果依序作为所相应产生的平均值序列的各元素的值。其中，参数m为一正整数变量，且其是根据此接收装置的设定而改变。
举例来说，于图4的实施例中，假设参数m为1的情况下，此ofdm信号中的第1个符码的这k个干扰程度值σ1,1～σ1,k，则将会是以不重复且依序1个为一组的方式作平均值运算，并且将各组平均值运算后的结果依序作为所相应产生的平均值序列的各元素的值。换言之，此第1个符码的平均值序列的各元素的值，即可分别对应表示为avg1(1)＝σ1,1、avg1(2)＝σ1,2、……及avg1(k/m)＝σ1,k。
同理，此ofdm信号中的第2个符码的这k个干扰程度值σ2,1～σ2,k，则将会是同样以不重复且依序1个为一组的方式作平均值运算，并且将各组平均值运算后的结果依序作为所相应产生的平均值序列的各元素的值。换言之，此第2个符码的平均值序列的各元素的值，则可分别对应表示为avg2(1)＝σ2,1、avg2(2)＝σ2,2、……及avg2(k/m)＝σ2,k，以此类推。
根据以上内容的教示，本技术领域中具有通常知识者应可理解到，本发明实施例的步骤s105主要精神之一乃在于，可根据此ofdm系统的不同传输设定，而来动态地调整参数m的值，以进而达到整体系统的性能及开销的最优化。举例来说，假设参数m增加为2时，每一符码所能产生的平均值序列的各元素的值，则会是分别对应表示为avgi(1)＝(σi,1+σi,2)/2、avgi(2)＝(σi,3+σi,4)/2、……及avgi(k/m)＝(σi,k-1+σi,k)/2。如此一来，对于此接收装置所需要存取的序列空间则会亦相对减少许多。总而言之，上述所采用的实施方式在此仅是用以举例，其并非用以限制本发明。
另一方面，根据上述内容可知，步骤s105也就是将每一符码的这k个离散导频子载波，以不重复且依序m个为一组的方式再作其差异变化的平均运算。因此，需要说明的是，若在参数m等于参数k的情况下，本发明实施例所能提供的自适应性调整滤波器系数的方法，将可以有效地简化掉每一符码中的这k个离散导频子载波在频率方向上的复杂度，但却仅能够反映出每一符码在时间方向上的差异变化程度。有鉴于此，实务上，参数m则应当设定为小于等于上述参数k的正整数。
同理，为了避免该平均值序列的无限发散，并且避免每t个符码后的干扰程度值应受到重置的影响(例如，buf_1＝＝inv_1与buf_2＝＝inv_2)而发生其平均值序列严重失衡的情况。因此，当在经过每t个符码的这些干扰程度值皆已分别产生出其平均值序列后，此接收装置则会用以每t个符码中的第t个符码的平均值序列，来更新作为一第三默认值序列。另外，有关于步骤s107的实现细节，请一并参阅到图4。
于图4的实施例中，步骤s107则是针对这n个符码的每一者，找到出此符码的平均值序列中的第k个元素avgi(k)，与此第三默认值序列中的第k个元素buf_3(k)的最大者，并且将该最大者作为关联于此符码的结果值序列中的第k个元素outi(k)的值(亦即，outi(k)＝max{avgi(k),buf_3(k)})。其中，参数k为正整数。
举例来说，假设参数t为64的情况下，当此ofdm信号中的第1至第64个符码的干扰程度值σ1,1:σ1,k～σ64,1:σ64,k皆已分别产生出其平均值序列avg1(1):avg1(k/m)～avg64(1):avg64(k/m)后，此接收装置则会是用以该第1至第64个符码中的第64个符码的平均值序列avg64(1):avg64(k/m)，来更新作为第三默认值序列buf_3(1):buf_3(k/m)。
如此一来，对于后续此ofdm信号中的第65个符码而言，即便是其平均值序列中的第k个元素avg65(k)发生严重失衡时(例如，avg65(k)＞＞avg64(k))，本发明实施例则可以将目前的第三默认值序列中的第k个元素buf_3(k)(亦即，avg64(k))，直接替换成为此第65个符码的结果值序列中的第k个元素out65(k)，以避免各离散导频子载波间因变化差异过于激烈，所可能导致的滤波器系数估计错误发生。
然而，根据以上内容的教示，本技术领域中具有通常知识者亦可理解到，参数k则等于为1至(k/m)的正整数。同理，当此ofdm信号中的第65至第128个(64×2＝128)符码的这些干扰程度值σ65,1:σ65,k～σ128,1:σ128,k皆已分别产生出其平均值序列avg65(1):avg65(k/m)～avg128(1):avg128(k/m)后，此接收装置则会同样用以该第65至第128个符码中的第128个符码的平均值序列avg128(1):avg128(k/m)，来更新作为第三默认值序列buf_3(1):buf_3(k/m)。
因此，对于后续此ofdm信号中的第129个符码而言，即便是其平均值序列中的第k个元素avg129(k)也发生严重失衡时(亦即，avg129(k)＞＞avg128(k))，本发明实施例则仍可以将目前的第三默认值序列中的第k个元素buf_3(k)(亦即，avg128(k))，直接替换成此第129个符码的结果值序列中的第k个元素out129(k)，以此类推，故于此便不再多加详述其细节。
值得注意的是，上述所采用的实施方式在此也仅是用以举例，其并非用以限制本发明。另外，本发明实施例并不限制第三默认值序列的详细实现方式，或其初始状态时的实现方式，故本技术领域中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行有关第三默认值序列的设计。
最后，有关于步骤s109的实现细节，也请一并参阅到图4。于图4的实施例中，步骤s109则是针对于这n个符码的每一者，来将此符码的结果值序列中的第k个元素outi(k)，与r个第一阈值th1～thr的每一者依序进行比较，并且当结果值序列中的第k个元素outi(k)满足大于这r个第一阈值th1～thr中的第r个第一阈值thr时(亦即，参数r等于为1至r的正整数)，则输出第r个第一阈值thr所预设的一系数值xr，以作为此符码中的这k个离散导频子载波spi,1～spi,k的滤波器系数序列的第k个元素coei(k)的值。
值得一提的是，实务上，针对于这r个第一阈值th1～thr的每一者，其大小可以是分别依序以递减的方式来进行排列(亦即，th1＞th2＞......＞thr-1＞thr)，并且针对于这r个第一阈值th1～thr所预设的每一系数值，其大小则可以是分别依序以递增的方式来进行排列(亦即，x1＜x2＜......＜xr-1＜xr)。另外，如同前面内容所述，由于参数k则等于为1至(k/m)的正整数。因此，对于此滤波器系数序列的元素总个数值而言，其将会是应取决于对参数m的设定而改变。
举例来说，假设参数m为1，且此ofdm信号中的每一符码所具有的离散导频子载波的总个数为100的情况下(亦即，参数k为100)，乃意味者每一符码中的这100个离散导频子载波spi,1～spi,100的滤波器系数序列的元素总个数值也就是100(亦即，coei(1:100))。因此，第1个符码中的第1个离散导频子载波sp1,1所应调整的iir滤波器系数，即可例如为第1个符码中的这100个离散导频子载波sp1,1～sp1,100的滤波器系数序列的第1个元素coe1(1)的值。同理，第1个符码中的第2个离散导频子载波sp1,2所应调整的iir滤波器系数，即可例如为第1个符码中的这100个离散导频子载波sp1,1～sp1,100的滤波器系数序列的第2个元素coe1(2)的值，以此类推，故于此便不再多加详述其细节。
更进一步来说，假设在参数r为4，且第一阈值th1～th4可分别例如为4、2、1.5及1.0625，而这些第一阈值th1～th4所预设的系数值则分别例如为0、4、8及12的情况下。其中，当此ofdm信号中的第1个符码的结果值序列的第1个元素out1(1)的值为1.6时，由于此结果值序列的第1个元素out1(1)始能满足大于这些第一阈值中的第3个第一阈值th3的条件，因此接收装置则输出第3个第一阈值th3所预设的系数值x3(亦即，8)，以作为第1个符码中的这100个离散导频子载波sp1,1～sp1,100的滤波器系数序列的第1个元素coe1(1)的值。
同理，当此ofdm信号中的第1个符码的结果值序列的第2个元素out1(2)的值为2.1时，由于此结果值序列的第2个元素out1(2)始能满足大于这些第一阈值中的第2个第一阈值th2的条件，因此接收装置则输出第2个第一阈值th2所预设的系数值x2(亦即，4)，以作为第1个符码中的这100个离散导频子载波sp1,1～sp1,100的滤波器系数序列的第2个元素coe1(2)的值。
值得注意的是，当结果值序列中的第k个元素outi(k)皆不满足大于这r个第一阈值th1～thr的每一者时，则输出一预设系数值ω作为此符码中的这多个离散导频子载波spi,1～spi,k的滤波器系数序列的第k个元素coei(k)的值。另外，本发明并不限制上述第一阈值th1～thr及其系数值x1～xr，以及该预设系数值ω的具体实现方式，故本技术领域中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行相关设计。
然而，应当理解的是，此ofdm信号中的这n个符码的每一滤波器系数序列经整合后，即可视作为一n×(k/m)的滤波器系数矩阵。因此，根据以上内容的教示，本技术领域中具有通常知识者应可理解到，本发明实施例的主要精神之一乃在于，可以是借由分析出每一离散导频子载波同时在时间及频率方向上的差异变化，以使得接收装置可能获得到如同二维形式般的滤波器系数矩阵，并借此让每一离散导频子载波能够调整得到自适应其本身的滤波器系数。另一方面，本发明实施例的每一符码中的多个离散导频子载波，还可以是根据接收端的不同设定，而动态调整为m个一组的方式，来作其差异变化的平均运算，以进而达到整体系统的性能及开销的最优化。
另外一方面，为了更进一步说明关于自适应性调整滤波器系数方法的运作流程，本发明进一步提供其方法的一种实施方式。请参阅图5，图5是本发明实施例所提供的自适应性调整滤波器系数的处理电路的功能方块图。然而，下述的处理电路5仅是上述方法的其中一种实现方式，其并非用以限制本发明。
所述的处理电路5适用于任何ofdm系统下的接收装置中，且此接收装置接收具有多个符码的ofdm信号，并且对于每一符码中的多个离散导频子载波进行时域方向上的插值运算。所述的处理电路5可包括可信度运算单元51、干扰程度运算单元53、序列生成单元55以及系数生成单元57。其中，上述各组件可以是透过纯硬件电路来实现，或者是透过硬件电路搭配固件或软件来实现，总而言之，本发明并不限制处理电路5的具体实现方式。另外，上述各组件可以是整合或是分开设置，且本发明亦不以此为限制。
然而，如同前面内容所述，由于本发明实施例的自适应性调整滤波器系数的方法是在已经进行完成ofdm信号的同步后才开始执行。因此，本发明实施例的接收装置所接收到的ofdm信号，乃意味者为已经完成同步后的ofdm信号。另外，本例所述的处理电路5可执行图1所示的方法，因此请一并参阅图1及图4以利理解，故于此便不再多加详述其细节。
进一步来说，可信度运算单元51用以对每一符码中的多个时域插值运算结果进行求模运算，以分别获得到每一离散导频子载波的估计可信度。干扰程度运算单元53用以根据每一离散导频子载波的估计可信度，来产生出每一离散导频子载波的一干扰程度值。
序列生成单元55用以分别对每一符码中的多个干扰程度值进行块平均运算，以产生出每一符码的平均值序列，并且根据每一符码的平均值序列，来产生关联于每一符码的一结果值序列。系数生成单元57则用以分别地将多个结果值序列来与r个第一阈值进行比较，以借此获得到相应于每一符码中的多个离散导频子载波的滤波器系数序列，其中r为大于1的正整数。
值得注意的是，本例所述的干扰程度运算单元53亦可执行图2及图3所示的流程方法，因此请一并参阅图2及图3以利理解，故于此亦不再多加详述其细节。另外，当在经过每t个符码中的这多个离散导频子载波皆已分别输出其最大值比较结果及最小值比较结果后，干扰程度运算单元53则会用以第一初始值及第二初始值，来分别更新成为第一默认值及第二默认值。其中，参数t为大于等于2的任意正整数。
另一方面，序列生成单元55所采用的块平均运算，即可例如为将每一符码的多个干扰程度值，以不重复且依序m个为一组的方式作平均值运算，并且将各组平均值运算后的结果依序作为所相应产生的平均值序列的各元素的值。其中，参数m为一正整数变量，且其是根据此接收装置的设定而改变。
再者，序列生成单元55所产生的每一符码的结果值序列的各元素的值，即可表示为如图4中的outi(k)＝max{avgi(k),buf_3(k)}。其中，outi(k)为这多个符码中的第i个符码的结果值序列的第k个元素的值，avgi(k)为此第i个符码的平均值序列的的第k个元素的值，且buf_3(k)则为一第三默认值序列中的第k个元素的值。另外，参数k等于为1至(k/m)的正整数，且参数k则为每一符码中所具有的离散导频子载波的总个数。
同理可知，当在同样经过每t个符码的这些干扰程度值皆已分别产生出其平均值序列后，序列生成单元55则会用以每t个符码中的第t个符码的平均值序列，来更新作为此第三默认值序列。值得一提的是，本发明实施例并不限制第三默认值序列的详细实现方式，或其初始状态时的实现方式，故本技术领域中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行有关第三默认值序列的设计。
最后，系数生成单元57所获得到的每一符码的滤波器系数序列，即可例如为将此符码的结果值序列中的第k个元素，来与r个第一阈值的每一者依序进行比较，并且当结果值序列中的第k个元素满足大于这r个第一阈值中的第r个第一阈值时(亦即，参数r等于为1至r的正整数)，则输出第r个第一阈值所预设的一系数值，以作为此符码中的这k个离散导频子载波的滤波器系数序列的第k个元素的值。
值得一提的是，实务上，针对于这r个第一阈值的每一者，其大小可以是分别依序以递减的方式来进行排列，并且针对于这r个第一阈值所预设的每一系数值，其大小则可以是分别依序以递增的方式来进行排列。另外，如同前面内容所述，由于参数k等于为1至(k/m)的正整数。因此，对于此滤波器系数序列的元素总个数值而言，其将会是应取决于对参数m的设定而改变。
另一方面，当结果值序列中的第k个元素皆不满足大于这r个第一阈值的每一者时，则输出一预设系数值作为此符码中的这k个离散导频子载波的滤波器系数序列的第k个元素的值。另外，本发明并不限制上述第一阈值及其系数值，以及该预设系数值的具体实现方式，故本技术领域中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行相关设计。
综上所述，本发明实施例所提供的自适应性调整滤波器系数的方法及其处理电路，可以是借由分析出每一离散导频子载波同时在时间及频率方向上的差异变化，以使得接收装置可能获得到如同二维形式般的滤波器系数矩阵，并借此让每一离散导频子载波能够调整得到自适应其本身的滤波器系数。另外，本发明实施例中的每一符码的多个离散导频子载波，还可以是根据接收端的不同设定，而动态调整为m个一组的方式，来作其差异变化的平均运算，以进而达到整体系统的性能及开销的最优化。
以上所述，仅为本发明优选的具体实施方式，惟而本发明的特征并不局限于此，本领域的技术人员在本发明的领域内，可轻易思及的变化或修饰，皆可涵盖在本权利要求书中。