接收端接收信号的处理方法与流程

本发明涉及无线广播通信技术领域，特别涉及一种物理帧中前导符号的生成方法及频域OFDM符号的生成方法。

背景技术：

通常为了使OFDM系统的接收端能正确解调出发送端所发送的数据，OFDM系统必须实现发送端和接收端之间准确可靠的时间同步。同时，由于OFDM系统对载波的频偏非常敏感，OFDM系统的接收端还需要提供准确高效的载波频谱估计方法，以对载波频偏进行精确的估计和纠正。

目前，OFDM系统中实现发送端和接收端时间同步的方法基本是基于前导符号来实现的。前导符号是OFDM系统的发送端和接收端都已知的符号序列，前导符号做为物理帧的开始(命名为P1符号)，P1符号在每个物理帧内只出现一次，它标志了该物理帧的开始。P1符号的用途包括有：

1)使接收端快速地检测以确定信道中传输的是否为期望接收的信号；

2)提供基本传输参数(例如FFT点数、帧类型信息等)，以使接收端可以进行后续接收处理；

3)检测出初始载波频偏和定时误差，进行补偿后达到频率和定时同步。

DVB_T2标准中提出了基于CAB时域结构的P1符号设计，较好地实现了上述功能。但是，在低复杂度接收算法上仍然有一些局限。例如，在1024、542、或者482个符号的长多径信道时，利用CAB结构进行定时粗同步会发生较大偏差，导致频域上估计载波整数倍频偏出现错误。另外，在频率选择性衰落信道时，DPSK差分解码也可能会失效。

技术实现要素：

本发明解决的是目前DVB_T2标准及其他标准中，前导符号在频率选择性衰落信道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。

为解决上述问题，本发明实施例提供了一种物理帧中前导符号的生成方法，包括如下步骤：在频域上分别生成固定序列和信令序列；将所述固定序列和信令序列填充至有效子载波上，且所述固定序列和信令序列之间呈奇偶交错排列；在所述有效子载波两侧分别填充零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号；对所述频域OFDM符号作离散傅里叶反变换以得到时域OFDM符号；生成所述时域OFDM符号的调制信号；基于所述时域OFDM符号与该调制信号生成前导符号。

可选的，所述固定序列的长度与所述信令序列的长度相等，且该长度小于所述预定长度的1/2。

可选的，在所述有效子载波两侧分别填充零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号包括：在所述有效子载波两侧分别填充等长度的零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号。

可选的，每侧填充的零序列子载波的长度大于临界长度值，该临界长度值由系统符号率和预定长度来确定。

可选的，所述生成所述时域OFDM符号的调制信号包括：设置一个频移序列；将所述时域OFDM符号乘以该频移序列以得到该时域OFDM符号的调制信号。

可选的，所述频移序列的长度等于或者小于所述时域OFDM符号的长度。

可选的，基于所述时域OFDM符号与该调制信号生成前导符号是指：将所述调制信号作为所述时域OFDM符号的保护间隔，并将其拼接在所述时域OFDM符号的前部以生成前导符号。

可选的，所述预定长度为1024。

可选的，所述固定序列是伪随机二进制序列。

可选的，在所述步骤在频域上分别生成固定序列和信令序列与所述步骤将固定序列和信令序列填充至有效子载波上，且所述固定序列和信令序列之间呈奇偶交错排列之间还包括如下步骤：分别对固定序列和信令序列进行DBPSK映射以得到映射后的固定序列和信令序列。

本发明实施例还提供了一种频域OFDM符号的生成方法，包括如下步骤：在频域上分别生成固定序列和信令序列；将所述固定序列和信令序列填充至有效子载波上，且所述固定序列和信令序列之间呈奇偶交错排列；在所述有效子载波两侧分别填充零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号。

与现有技术相比，本发明技术方案具有以下有益效果：

利用时域OFDM符号的调制信号与时域OFDM符号的结构(作为前导符号)保证了在接收端利用延迟相关可以得到明显的峰值。进一步地，在生成该前导符号过程中，设计时域OFDM符号的调制信号可以避免接收端受到连续波干扰或者单频干扰，或者出现与调制信号长度等长的多径信道，或者接收信号中保护间隔长度和调制信号的长度相同时出现误检测峰值。

附图说明

图1是本发明的一种物理帧中前导符号的生成方法的具体实施方式的流程示意图；

图2是本发明中利用伪随机二进制序列发生器生成固定序列的示意图；

图3是利用本发明的物理帧中前导符号的生成方法中生成的频域OFDM符号的频域载波分布示意图。

具体实施方式

发明人发现目前DVB_T2标准及其他标准中，前导符号在频率选择性衰落信道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。

针对上述问题，发明人经过研究，提供了一种物理帧中前导符号的生成方法，保证载波频率偏差在-500kHz至500kHz范围内接收端仍可以处理接收信号。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

如图1所示的是本发明的一种物理帧中前导符号的生成方法的具体实施方式的流程示意图。参考图1，物理帧中前导符号的生成方法包括如下步骤：

步骤S11：在频域上分别生成固定序列和信令序列；

步骤S12：将固定序列和信令序列填充至有效子载波上，且所述固定序列和信令序列之间呈奇偶交错排列；

步骤S13：在所述有效子载波两侧分别填充零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号；

步骤S14：对所述频域OFDM符号作离散傅里叶反变换以得到时域OFDM符号；

步骤S15：生成所述时域OFDM符号的调制信号；

步骤S16：基于所述时域OFDM符号与该调制信号生成前导符号。

需要说明的是，前导符号可以从时域和频域两个域上来描述。在本实施例中，前导符号的生成方法是在频域上生成频域OFDM符号，并基于该频域OFDM符号与其对应的时域OFDM符号的调制信号生成时域上的前导符号。

具体来说，如步骤S11所述，在频域上分别生成固定序列和信令序列。其中，所述固定序列包括接收端可用来做载波频率同步和定时同步的相关信息、所述信令序列包括各个基本传输参数。

本实施例中，所述固定序列可以是伪随机二进制序列。

例如，设固定序列为FC₀,FC₁,…,FC_N-2，可由伪随机二进制序列(PRBS)发生器生成，具体生成过程如图2所示的利用伪随机二进制序列发生器生成固定序列的示意图。在实际应用中，该固定序列也可以选择其他类型的序列。

所述信令序列用来传送P个比特的信息(例如各种信令)，共有2^P个可能，每种可能被映射到一个长度为M的信令序列。序列组有2^P个序列，且彼此之间不相关，同时与已知的固定序列也不相关。

在其他实施例中，还可以根据系统需求分别对固定序列和信令序列进行DBPSK映射。

具体来说，对固定序列进行DBPSK映射，将FC₀,FC₁,…,FC_N-2映射成公式如下：

对信令序列(设为SC₀,SC₁,…,SC_M-2)进行DBPSK映射，将SC₀,SC₁,…,SC_M-2映射为公式如下：

如步骤S12所述，将所述固定序列和信令序列填充至有效子载波上，且所述固定序列和信令序列之间呈奇偶交错排列。

在一个优选的实施方式中，所述固定序列的长度与所述信令序列的长度相等，且该长度小于所述预定长度的1/2。其中，所述预定长度为1024，但实际应用中也可以根据系统需求而改变。

以预定长度为1024为例，设固定序列的长度为N(即承载固定序列的有效子载波的个数为N)、信令序列的长度为M(即承载信令序列的有效子载波的个数为M)，在本实施例中，M＝N。在其他实施例中，N也可以略大于M。

所述固定序列和信令序列之间呈奇偶交错排列，即固定序列填充至偶子载波(或奇子载波)位置上，相应地，信令序列填充至奇子载波(或偶子载波)位置上，从而在频域的有效子载波上呈现固定序列和信令序列奇偶交错排列的分布状态。需要说明的是，当固定序列和信令序列的长度不一致时(例如M>N)，可以通过补零序列子载波的方式来实现固定序列和信令序列奇偶交错排列。

如步骤S13所述，在所述有效子载波两侧分别填充零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号。

在优选的实施方式中，本步骤包括：在所述有效子载波两侧分别填充等长度的零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号。

沿用以预定长度为1024的例子，零序列子载波的长度的G＝1024-M-N，两侧填充(1024-M-N)/2个零序列子载波。

进一步地，为了保证在载波频率偏差在-500kHz至500kHz范围内接收端仍可以处理接收信号，(1024-M-N)/2的值通常大于临界长度值(设为TH)，该临界长度值由系统符号率和预定长度来确定。例如，预定长度为1024，7.56M的系统符号率，则例如，M＝N＝350，则G＝324，两侧各填充162个零序列子载波。

因此，预定长度(1024个)的子载波(即频域OFDM符号)P1_X₀,P1_X₁,…,P1_X₁₀₂₃由以下方式填充生成：

其中，所处的奇偶位置可以互换。

如图3所示的是利用本发明的物理帧中前导符号的生成方法中生成的频域OFDM符号的频域载波分布示意图。

如步骤S14所述，对所述频域OFDM符号作离散傅里叶反变换以得到时域OFDM符号。

本步骤所述的离散傅里叶反变换是常用的将频域信号转换成时域信号的方式，在此不予赘述。

P1_X_i作离散傅里叶反变换后得到时域OFDM符号：

如步骤S15所述，生成所述时域OFDM符号的调制信号。

具体地，本步骤包括：1)设置一个频移序列；2)将所述时域OFDM符号乘以该频移序列以得到该时域OFDM符号的调制信号。

例如，设该频移序列为其中f_SH＝1/(1024T)。M(t)也可以被设计成其他序列，如m序列或一些简化的窗序列等。

时域OFDM符号的调制信号为P1_B(t)，P1_B(t)是通过P1_A(t)乘以频移序列M(t)得到(即P1_B(t)＝P1_A(t)*M(t))，并且被用来作为P1_A(t)的保护间隔。

如步骤S16所述，基于所述时域OFDM符号与该调制信号生成前导符号。

具体地，本步骤包括：将所述调制信号作为所述时域OFDM符号的保护间隔，并将其拼接在所述时域OFDM符号的前部以生成前导符号。

例如，前导符号可根据下面的公式来生成：

保护间隔的长度也可以小于时域OFDM符号的长度，设保护间隔的长度为B_len,时域OFDM符号的长度为A，取A的前B_len部分进行调制，即：

本发明实施例还提供了一种接收端接收信号的处理方法。具体如下：

步骤S21：接收信号，该信号为r(t)。

步骤S22：将接收信号进行M(t)的解调；例如，f_SH＝1/(1024T)时，将接收到的信号乘以后，令

步骤S23：将解调后的信号进行延迟；例如，令r₂(t)＝r₁(t-1024)。

步骤S24：将延迟后的信号与接收到的信号进行相关运算(即r₂(t)与r(t)进行相关)以得到相关值(即得到定时粗同步的位置)。

步骤S25：将相关值进行快速傅里叶变换(FFT)，得到频域1K信号，将该信号频域移位点除固定序列后，得到固定序列点的信道估计值。

步骤S26：将该信道估计值作傅里叶反变换(IFFT)到时域，如果有明显峰值，则移位数即为正确的整数频偏，同时峰值也标示最强径位置。

步骤S27：时域补偿整数倍频偏后利用与频域上的固定序列对应的时域序列进行本地相关，从而计算小数倍频偏，且得到准确的定时同步位置。

步骤S28：在频域利用固定序列点的信道估计值内插出信令序列的信道估计值，然后进行相干解调，得到信令。

本发明实施例还提供了一种频域OFDM符号的生成方法，包括如下步骤：

步骤S31：在频域上分别生成固定序列和信令序列；

步骤S32：将固定序列和信令序列填充至有效子载波上，且所述固定序列和信令序列之间呈奇偶交错排列；

步骤S33：在所述有效子载波两侧分别填充零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号。

在本实施例中，生成频域OFDM符号的步骤S31至步骤S33的具体实施过程可以参考上文物理帧中前导符号的生成方法中步骤S11至步骤S13的详细描述，在此不再赘述。

也就是说，基于本实施例提供的生成频域OFDM符号的方法，本领域技术人员可以在此基础上采用其他实施方式(并不限于上文中步骤S14至步骤S16)对该频域OFDM符号进行处理，以生成时域上的前导符号。

综上所述，本技术方案利用时域OFDM符号的调制信号与时域OFDM符号的结构(作为前导符号)保证了在接收端利用延迟相关可以得到明显的峰值。进一步地，在生成该前导符号过程中，设计时域OFDM符号的调制信号可以避免接收端受到连续波干扰或者单频干扰，或者出现与调制信号长度等长的多径信道，或者接收信号中保护间隔长度和调制信号的长度相同时出现误检测峰值。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。