FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法与流程

本发明涉及无线通信领域中，特别涉及一种FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法。

背景技术：

由于多载波调制系统不仅能够提供高速的数据传输，成倍的提升系统容量，同时能够有效地对抗信道的频率选择性衰落，因此受到了学术界和工业界的广泛关注和研究。然而，带外泄漏过高一直是载波调制系统的一大弊病。滤波器组多载波(FBMC)技术通过采用具有良好时频聚焦特性的原型滤波器，可以有效降低信号的带外泄漏。此外，FBMC技术引入多相滤波器和快速傅里叶变换等操作，大大降低了自身的复杂度和运算量，应用前景广阔。目前，5G标准推进组IMT2020已将FBMC列为中国第五代移动通信系统的物理层方案之一。

导频设计和信道估计是所有无线通信系统所必须面对的难题，而FBMC系统自身存在的内部干扰使得信道估计的难度有所增加。目前，FBMC系统中受到广泛认可的信道估计方法是2009年在IEEE International Conference on Communications中发表的Novel preamble-based channel estimation for OFDM/OQAM systems[C]中提出的干扰近似法(IAM)。IAM通过在导频两侧放置保护列，有效减小了符号间串扰对信道估计的影响，但这显然降低了频谱效率。无线频谱作为不可再生资源，应该被高效地利用，而FBMC系统中导频的频谱效率过低这一问题显然已经被学术界所注意到。在中国专利201510420903X《基于辅助导频的滤波器组多载波系统信道估计方法》中，通过辅助导频和内插算法对频谱利用效率进行了改善。但是由于常规导频中有一半被置零，也就是这部分子载波上的信道频率响应需要通过内插来得到，从而导致信道估计并不是那么准确，结果显然是不能令人满意的。FBMC中导频开销过大的问题，是目前亟待解决的。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术中存在的缺陷，提供一种FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法，能够提高FBMC系统中的频谱效率。

为了实现以上目的，本发明所采用的技术方案如下：

包括以下步骤：

(1)对信息比特流进行调制和处理，将复数数据符号转换成实数数据符号；并计算出所要发送的数据符号块在时间维度上的块长N和所包含的实数数据符号数目N_a，在频率时间坐标上，形成一个M×N的数据符号块，前两列为空，后N_a列为实数数据符号；

(2)在频率时间坐标上，在数据符号块的第二列插入导频，且按照[1,-j,-1,j]^T的规律循环重复；第三列之后是待发送的实数数据符号，将第三列实数数据符号的功率减半，并复制到第一列；

(3)对插入导频的数据符号块进行调制，添加初始相位φ_m,n，得到待发送的调制信号s[k]；

(4)待发送的调制信号经过多径信道后，获得接收信号r[k]；

(5)将接收信号r[k]依次进行串并转换、多相滤波、快速傅里叶变换和删除初始相位，得到信号

(6)当是发送的导频符号时，假设导频两侧放置的是数据保护列，计算伪导频利用信号和伪导频进行初步信道估计，得到

(7)利用对导频两侧的数据进行信道均衡，恢复出导频两侧的实数数据符号；

(8)利用步骤(7)中导频两侧的实数数据符号重新计算伪导频，进行信道估计得到并利用进行信道均衡解调出全部的实数数据符号；

(9)将解调出的全部实数数据符号删除导频并进行处理，从实数数据符号恢复出复数数据符号，再进行解调，最终恢复出发送的比特数据流。

进一步地，步骤(1)中对信息比特流进行QPSK调制和串并转换，然后进行OQAM预处理，将复数数据符号转换成实数数据符号；步骤(9)中删除导频后经过OQAM后置处理，再进行并串转换和QPSK解调。

进一步地，步骤(1)中根据FBMC系统的子载波个数M、系统带宽B、信道的相干时间T_coh以及原型滤波器的重叠因子K，计算出所要发送的数据符号块在时间维度上的块长N和所包含的实数数据符号数目N_a：

N_a＝N-2， (2)

其中表示向下取整。

进一步地，步骤(3)中，待发送的调制信号为：

其中，a_m,n为频率时间坐标(m,n)上的实数数据符号或者导频，g_m,n[k]是a_m,n对应的基函数，且：

这里，p[k]为FBMC系统中采用的原型滤波器，长度为L，是给待发送实数数据符号添加的初始相位；

将公式(4)代入公式(3)中，得：

进一步地，步骤(4)中，经过多径信道后，接收端接收到的接收信号为：

其中，a_m,n为频率时间坐标(m,n)上的实数数据符号或者导频，g_m,n[k]是a_m,n对应的基函数，h[τ]代表的是频率选择性信道，其长度为Δ，τ表示时延；η[k]表示均值为0，方差为σ²的加性高斯白噪声。

进一步地，步骤(5)中，在频率时间坐标(m₀,n₀)得到的信号为：

其中，

当时延τ不超过时，有p[k-τ]≈p[k]，p[k]为FBMC系统中采用的原型滤波器；定义为信道在第(m+1)个子载波上的频率响应以及[k]表示g_m,n[k]的共轭；能够表示为：

则导频列y_m0,1表示为

进一步地，步骤(6)中，当系统子载波数达到信道长度Δ的20倍以上时，有则写成如下形式：

其中，令Ω＝{(p,q)||p|,|q|<1且(p,q)≠(0,0)}，为所受到的内在虚数干扰；

当是发送的导频符号时，令伪导频

则

信道估计的方法如下：

假设导频两侧放置的是数据保护列，计算伪导频

利用公式(12)中的进行初步信道估计，得到：

其中

进一步地，步骤(7)中，利用对导频两侧的数据进行信道均衡，解调出实数数据符号和

其中表示取实部的操作，HD{·}表示硬判决。

进一步地，利用导频两侧的实数数据符号和重新计算伪导频：

并进行信道估计得到

其中

利用公式(17)中得到的对接收端得到的中所有的数据列进行信道均衡；其中导频两侧恢复出的实数数据符号为剩余频率时间坐标恢复出的实数数据符号为

与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：

本发明在FBMC系统的发射端，每个数据块的头部插入导频时，将频率时间坐标上的一列数据功率减半，对称放置在导频的两侧，导频仍然按照[1,-j,-1,j]^T的规律不断重复，这样相当于多发送一列数据，有效降低了导频保护列带来的开销，提升了频谱利用率。在高铁等快衰落的场景下，本发明频谱效率提升可以高达14％。系统接收端，通过迭代的方法有效提高信道估计的准确度，首先假设导频两侧放置的是数据保护列，由此计算出伪导频来进行信道估计，并解调出导频两侧放置的数据。其次利用解调出的导频两侧的数据重新计算伪导频来估计信道，并解调出全部的数据。通过接收端的迭代操作，保证了本发明在提升频谱效率的同时，仍然能够保证系统优良的性能。

【附图说明】

图1为FBMC系统提升导频效率的整体结构框图。

图2为频率时间坐标中的导频结构示意图。

图3为信道估计的均方误差仿真图。

图4为误比特率性能仿真示意图。

【具体实施方式】

下面结合附图与具体实施例对本发明做进一步详细说明。

本发明是无线通信领域中滤波器组多载波(FBMC)系统的信道估计技术，在发送端导频两侧放置待发送的数据符号，在接收端通过迭代的方式进行信道估计，系统的整体算法流程如图1所示。

1、发送端

(1)对信息比特流进行QPSK星座点调制，得到复数数据符号，并进行串并转换。

(2)将复数数据符号进行OQAM预处理，即只取复数数据符号的实部和虚部，转换成实数数据符号。根据FBMC系统的子载波个数M、系统带宽B、信道的相干时间T_coh以及原型滤波器的重叠因子K，计算所要发送数据符号块在时间维度上的块长N，如式(1)所示

其中，表示向下取整；根据(1)中计算出的N可以进一步计算出，数据符号块在时间维度上所包含的实数数据符号数目N_a：

N_a＝N-2， (2)

通过上述操作，在频率时间坐标上，将形成一个M×N的数据符号块，前两列即n＝0与n＝1对应的列为空，后N_a列为实数数据符号。

(3)在数据符号块的头部插入导频，所得的数据符号块具体结构如图2所示，其中横坐标表示时间，纵坐标表示频率(子载波)。在频率时间坐标上，导频插入的要求如下：导频放到数据块的第二列，即n＝1对应的数据列为导频，按照[1,-j,-1,j]^T的规律不断循环重复，含有复数。其余所有列放置的是实数数据符号。第三列之后是待发送的实数数据符号。比较特别的，将第三列实数数据符号的功率减半，并复制到第一列，使第一列和第三列的实数数据符号在导频两侧对称放置；即n＝0和n＝2对应的数据列放置的实数数据符号是相同的，并且功率减半。

(4)对插入导频的数据符号块进行调制，即不同频率时间点上的实数数据符号乘以相对应的基函数：添加初始相位，并依次进行快速反傅里叶变换，通过多相滤波器，并串转换，得到待发送的调制信号为：

其中，a_m,n为频率时间坐标(m,n)上待发送的实数数据符号或者导频符号，其中m∈[0，M-1]且表示第(m+1)个子载波；n∈[0，N-1]表示时间。g_m,n[k]是a_m,n对应的基函数，具体表达式为；

这里，p[k]为FBMC系统中采用的原型滤波器，长度为L，是给待发送实数数据符号添加的初始相位。

将公式(4)代入公式(3)中，可得，

2、接收端

(1)经过多径信道后，接收端接收到的信号为

其中，h[τ]代表的是频率选择性信道，其长度为Δ。η[k]表示均值为0，方差为σ²的加性高斯白噪声。τ表示时延。

(2)系统接收端要想恢复出某个频率时间坐标上的数据符号，首先需要将接收到的信号与数据符号对应的基函数做内积：对接收信号进行串并转换，得到多路并行子载波信号。并依次通过多相滤波器，进行快速傅里叶变换。需要指出的是，信号经过多相滤波器之后会产生冗余，因此需要对信号在时间维度上进行一定的截取，删除初始相位后所得到的信号在频率时间坐标(m₀,n₀)得到的信号为：

其中m₀∈[0，M-1]，n₀∈[0，N-1]。为经过滤波的噪声。

(3)在FBMC系统中采用的原型滤波器比较平滑，当时延τ不超过时，可以有p[k-τ]≈p[k]。定义为信道在第(m+1)个子载波上的频率响应以及表示的共轭；可以进一步表示为

则导频列y_m0,1可以表示为

当系统子载波数达到信道长度Δ的20倍以上时，可以有H_m0≈H_m0-1≈H_m0+1。那么公式(8)可以进一步写成如下形式：

这里，为所受到的内在虚数干扰，由于干扰主要来自其相邻的时频点上的数据符号，所以令Ω＝{(p,q)||p|,|q|<1且(p,q)≠(0,0)}。

当是发送的导频符号时，令并称为伪导频；信道估计的方法如下：

公式(9)可以进一步如下形式：

这里，为所受到的系统内在虚数干扰。

(4)假设导频两侧放置的是数据保护列，计算伪导频

利用公式(12)中的进行初步的信道估计，得到

其中

(5)利用公式(14)的对导频两侧即n＝0,2对应的数据列进行信道均衡，将均衡之后的两列数据信号对应相加、取实部以及硬判决恢复出导频两侧的实数数据符号

其中表示取实部的操作，HD{·}表示硬判决。

(6)利用公式(15)中导频两侧解调出的实数数据符号和重新计算伪导频

并进行信道估计得到

其中

(7)利用公式(17)中得到的对接收端公式(7)得到的中所有的数据列进行信道均衡。其中导频两侧恢复出的实数数据符号为剩余频率时间坐标恢复出的实数数据符号为

(8)删除导频，将所恢复出的数据符号判决量进行OQAM后置处理，从实数数据符号变回到复数数据符号。进行并串转换之后，进行QPSK解调，最终恢复出发送的比特数据流。

本发明中的仿真结果如图3和图4所示。仿真条件采用的是IEEE 802.22 WRAN标准：系统带宽为9.14MHz，子载波的数目为2048，采用PHYDYAS原型滤波器,调制方式为QPSK。信道模型中各抽头以dB为单位的功率增益分别为{-6.0,0.0,-7.0,-22.0,-16.0,-20.0}，各自对应的以μs为单位的时延分别为{-3,0,2,4,7,11}。仿真中采用(2,1,7)卷积码，码率为1/2，生成多项式的系数在八进制下分别为133、171。图3中，在高信噪比时，本发明提出的方法中信道估计的均方误差与IAM有微小的差距。图4中，在添加卷积码的条件下，本发明提出的方法中系统误码率性能与IAM几乎是相同的。由此可以看出，虽然在信道估计的均方误差有一定的损失，但是在编码合适的条件下，系统的误码率性能并无太大损失。

本发明所带来的频谱效率的提升如下表格所示,效率比较对象为IAM。计算过程中，载频采用LTE中的标准为2.4GHz。很显然，本发明所提出的方法中，频谱效率提升的程度与移动台的移动速度密切相关。移动台的移动速度越快，信道相干时间越短，频谱效率提升越大。