一种测量WDM光纤通信系统信道间非线性效应的装置和方法与流程

本发明涉及一种测量wdm光纤通信系统信道间非线性效应的装置和方法，其中wdm代表波分复用，属于高速光通信领域。

背景技术：

随着用户对接入网络带宽的提高和用户数的增多，光纤传输网络的容量进一步加大，这就需要更高阶的调制格式和更高的频谱效率；随之而来的是光纤非线性效应的加大，光纤非线性效应会使得系统性能降低，在未来的光传输系统设计和运行期间，光纤非线性效应的监测至关重要。

波分复用光纤通信系统中非线性效应的测量指标一般有两种，一种是对非线性效应造成的相位偏移的测量，另一种是把非线性效应当作加性噪声，测量其绝对功率。

非线性效应造成的相位偏移会随着发送信号的不同而发生变化并具有随机性，而测量非线性噪声的绝对功率是在时域取多个数据点的平均来获得的，当系统参数不变时，不会随着发送信号的不同而发生大的变化，所以非线性噪声绝对功率的测量更加可靠。

在光纤链路和接收机噪声较小时，用接收信号与解调后的信号之间的误差向量幅度可以得到非线性相移和功率，但是当光纤放大器的自发辐射噪声过大时，这种测量方法就会受到自发辐射噪声的影响而变得不准确。

上述已有的波分复用光纤通信系统中信道间非线性噪声测量技术在自发辐射噪声较大情况下，其测量效果还存在很大改进空间。本发明应用于波分复用(wdm)光纤通信系统中信道间非线性效应的监测，其目的是致力于解决上述测量波分复用光纤通信系统中信道间非线性噪声受自发辐射噪声影响的技术缺陷，提出一种能够抵抗自发辐射噪声影响并准确测量波分复用光纤通信系统中信道间非线性效应的装置和方法。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有测量波分复用光纤通信系统中信道间非线性效应的设备及方法在自发辐射噪声过大时测量不准确的技术缺陷，提出了一种测量wdm光纤通信系统信道间非线性效应的装置和方法。

一种测量wdm光纤通信系统信道间非线性效应的装置和方法包括一种用线性调频信号测量波分复用光纤通信系统中信道间非线性效应的装置，简称本装置，以及一种用线性调频信号测量波分复用光纤通信系统中信道间非线性效应的方法。

其中，本装置包括处理单元，获得信号一个完整帧结构，取出线性调频信号中的导频；第一测量单元，在频域测得自发辐射噪声功率值；第二测量单元，在分数阶域测得自发辐射噪声和信道间非线性噪声功率值；计算单元，计算信道间的非线性噪声功率值。

一种用线性调频信号测量波分复用光纤通信系统中信道间非线性效应的方法，具体为：

步骤一、在发射端对待测信道添加导频信号；

其中，对待测信道添加的导频信号为线性调频信号，并且线性调频信号的带宽小于待测信道承载的数据信号所占的带宽；待测信道添加导频信号后包括导频信号和承载数据信号两部分，导频信号在承载数据信号的前面，待测信道与波分复用光纤通信系统的其他信道(称为干扰信道)合波后，经过光纤链路传输至接收端；在传输过程中，干扰信道对待测信道产生信道间非线性效应；

本发明不对干扰信道的信号调制格式和帧结构做限制；

步骤二、处理单元接收待测信道信号，并提取出导频信号；

其中，导频信号为时域信号，也称为时域导频信号；

步骤三、将导频信号转换到频域，计算出待测信道内的自发辐射噪声功率；

其中，测量自发辐射噪声功率的频率范围为在线性调频信号带宽频率范围之外及待测信道带宽频率范围之内；整个待测信道内的自发辐射噪声功率利用自发辐射噪声在频域呈均匀分布的特性计算；

步骤四、将步骤二输出的导频信号经最优阶次分数阶傅里叶变换转换到分数阶域，输出分数阶域信号；

其中，当分数阶傅里叶变换的变换阶次为最优时，导频信号在分数阶域会产生一个冲激，待测信道经过波分复用传输后，由于线性调频信号功率不随时间变化，所以信道内非线性效应所带来的相位偏移为常数，这样信道内非线性效应不会对用作导频的线性调频信号的能量分布造成影响；

步骤五、利用步骤四中得到的分数阶域信号，计算分数阶域得到的冲激之外的所有信号的功率，就得到整个待测信道内自发辐射噪声和信道间非线性噪声的功率和，简称功率和；

步骤六、将步骤五输出的功率和减去步骤三计算的待测信道内的自发辐射噪声功率得到信道间非线性噪声的功率大小；

至此，从步骤一到步骤六，完成了一种测量wdm光纤通信系统信道间非线性效应的方法。

有益效果

一种测量wdm光纤通信系统信道间非线性效应的装置和方法，与其他测量wdm光纤通信系统信道间非线性效应的装置和方法相比，具有如下有益效果：

1.信道间非线性噪声的功率大小随时间变化很小，而本发明一种利用线性调频信号作为导频测量波分复用光纤通信系统中信道间非线性噪声功率，能更准确地表征光纤通信波分复用系统非线性效应的大小；

2.通过本发明可以监测信道间非线性噪声功率大小，从而能实时地监测到系统的信道间非线性噪声对系统性能的影响程度，进而可以通过调节信道功率、调制格式、信道间隔等系统参数，达到提升系统性能的目的。

附图说明

图1为本发明一种测量wdm光纤通信系统信道间非线性效应的装置和方法及实施例1的测量原理图；

图2为本发明一种测量wdm光纤通信系统信道间非线性效应的装置和方法中的装置及实施例1中的装置示意图；

图3为本发明一种测量wdm光纤通信系统信道间非线性效应的装置与方法及实施例2的实现步骤；

图4为本发明一种测量wdm光纤通信系统信道间非线性效应的装置与方法实施例3中信道间非线性功率测量的测量效果图；

图1中(a)为待测信道信号，(b)为用作导频的线性调频信号的频域功率分布图，(c)为用作导频的线性调频信号的分数阶域功率分布图。

具体实施方式

实施例1

本实施例1叙述了本发明一种用线性调频信号测量波分复用光纤通信系统中信道间非线性效应的方法测量信道间非线性效应的原理及装置组成与功能。图1为本发明一种用线性调频信号测量波分复用光纤通信系统中信道间非线性效应的方法及本实施例1中测量信道间非线性效应的原理，其中图1(a)为待测信道信号的帧结构组成，如图1(a)所示待测信道信号帧由用作导频的线性调频信号(即图1(a)中的lfm，对应于步骤一中的导频信号)及承载数据(即图1(a)中的payload，对应于步骤一中的承载数据信号)组成。图1(b)为用作导频的线性调频信号的频域功率分布图。在图1(b)中，线性调频信号在频域的中心区域，并在图中用lfm表示；信道间非线性噪声在频域分布在线性调频信号导频附近，并在图中用nl表示；自发辐射噪声均匀分布在整个频域，并在图中用ase表示。图1(c)为用作导频的线性调频信号在最优阶次分数阶域的功率分布图。在图1(c)中，线性调频信号的功率分布在最优阶次分数阶域是一个冲激，并在图中用lfm表示；信道间非线性噪声与自发辐射噪声在最优阶次分数阶域的分用ase+nl表示。

图2为本发明及本实施例一种用线性调频信号测量波分复用光纤通信系统中信道间非线性效应的装置组成框图。如图2所示，该装置200包括：处理单元201、第一测量单元202、第二测量单元203和计算单元204。

处理单元201对接收到的包括非线性噪声的信号进行处理，在时域取出完整的帧，在一个完整的帧中取出lfm导频信号，用来做后续处理。

第一测量单元202在频域对lfm导频信号进行测量ase噪声功率的操作。

第二测量单元203在最优阶次分数域对lfm导频信号进行测量ase噪声与信道间非线性噪声功率和的操作。

计算单元204对第一测量单元202和第二测量单元203的测量结果进行计算，得出信道间非线性功率。

实施例2

本实施例2叙述了应用本发明一种测量wdm光纤通信系统信道间非线性效应的装置与方法其中方法的实现步骤，具体如图3所示。

图3为使用图2中测量装置200进行测量信道间非线性效应的具体步骤。如图3所示，本实施例具体包含如下步骤：

步骤301、滤波，滤出待测信道；

具体到本实施例，频域进行滤波，解复用出待测信道，其中滤波器带宽应大于承载信号的带宽。

本实施例中滤波器带宽设为50ghz，中心波长为1550nm。

其中，待测信道信号包括导频信号和承载数据信号两部分，导频信号在承载数据信号的前面，线性调频信号带宽小于承载数据信号所占带宽；

待测信道信号帧的前一部分为线性调频信号(即图1(a)中的lfm，对应于步骤一中的导频信号)，后一部分为承载数据(即图1(a)中的payload，对应于步骤一中的承载数据信号)。

需要注意的是，本发明及本实施例中对步骤一及步骤301中的导频信号和承载数据信号所占比例不做限制，即待测信道存在导频信号即可，同时也不限制帧结构的长度。

本实施例中的导频信号在一个周期内的格式为：

其中，t为时间变量，x(t)为导频信号，exp是指数函数，j为虚数符号，为初始相位，f0为中心频率，k为调频斜率；通过调整周期和调频斜率，可以达到控制lfm信号带宽的目的。

本实施例中导频信号的和f0都设为0，k设为1.6911×10¹⁶hz²导频信号在一个帧中占据前1/8的持续时间。承载的数据信号为16quadratureamplitudemodulation(16qam)信号，所承载信号符号速率为28gbaud，承载的数据占据一个帧中后7/8时间长度。本实施例中一个帧的时间长度为65536个承载信号符号周期。

本实施例使用9个信道进行波分复用传输，其中9个信道的中间信道为待测信道，用于测量信道间非线性噪声的功率值，其他8个信道为干扰信道，用于产生信道间非线性效应。9个信道中相邻信道中心频率间隔为50ghz，其中待测信道的中心波长为1550nm。

本实施例的链路为10个跨段的标准单模光纤，其中色散系数设为16ps/(nm.km),衰减系数设为0.2db/km，光纤非线性系数设置为1.31/(w.km),跨段之间的光纤传输损耗使用掺铒光纤放大器补偿，掺铒光纤放大器放大倍数为20db，且不包含自发辐射噪声。在10个跨段传输后加入自发辐射噪声，其中自发辐射噪声的功率由光信噪比决定。

步骤302、时域取出lfm导频信号；

具体到本实施例为处理单元在时域取出一个完整的帧，并在这个完整的帧中取出lfm导频信号的部分，加以存储以便后续处理。

本实施例中一帧长度为65536个符号周期，其中前1/8帧为lfm导频信号,模数转换器的采样率为56gsa/s.

步骤301和步骤302在处理单元201中完成。

步骤303、频域测出ase噪声；

具体到本实施例为将导频信号转换到频域，计算出待测信道内的自发辐射噪声功率；

如图1(b)所示，在线性调频信号带宽频率范围之外、待测信道带宽频率范围之内测量自发辐射噪声(ase)，运用ase噪声在频域呈现均匀分布的性质，计算整个待测信道内ase噪声的功率。

波分复用传输信号在光纤链路传输中会受到非线性(nl)效应的影响，由于信道间非线性效应在频域集中在lfm信号频谱附近，测量ase时需要远离lfm信号，如图1(b)所示，其中线性调频信号在频域的中心，并在图中用lfm表示；信道间非线性噪声在频域分布在线性调频信号导频附近，并在图中用nl表示；自发辐射噪声均与分布在整个频域，并在图中用ase表示。

将取出的lfm信号从时域转换到频域，在线性调频信号带宽频率范围之外、待测信道带宽频率范围之内计算ase噪声功率，此频率范围用bam来表示，所测bam范围内的噪声功率用nam来表示，待测信道的带宽用bch来表示。这样整个待测信道的ase噪声功率pase为bchnam/bam。

本实施例中bam为3ghz，bch为50ghz，不同的光信噪比(opticalsignalnoiseratio)对应着不同的ase噪声功率，其中测量ase噪声功率的中心频率与基带频率(0hz)相差20ghz，最后根据bchnam/bam计算得到pase。

步骤303在第一测量单元202中完成。

步骤304、最优阶次分数阶域测出信道间非线性噪声和ase噪声功率之和；

具体到本实施例为将时域导频信号经分数阶傅里叶变换转换到分数阶域，计算最优阶次分数阶域冲激之外的所有信号的功率和，就得到待测信道的自发辐射噪声和信道间非线性噪声的功率和，简称功率和；

图1(c)为分数阶域能量分布图。分数阶域最优阶次可以由下式获得：

其中，t为调频信号的时间长度，arctan为反正切函数，fs为采样率。

总的带宽可以由线性调频斜率k和调频信号的时间长度乘积获得。经过ρopt阶变换后线性调频信号会出现能量汇聚并产生尖峰，如图1(c)所示，在图1(c)中，线性调频信号导频集中在分数阶域的一个冲激上，并在图中用lfm表示；信道间非线性噪声与自发辐射噪声分布在整个分数阶域，并在图中用ase+nl表示。

由于lfm信号功率恒定，所以lfm信号本身所产生的非线性相位偏移为常数，这样lfm信道内的非线性效应不会对信号的能量分布造成影响。信道间的非线性效应受到光纤内干扰信道的随机信号影响，会产生噪声，此噪声在频域上与lfm信号几乎重合，不易分辨，而在分数阶域，信道间非线性效应会被打乱，不再聚集在有用信号周围，这样计算冲激之外的所有信号的功率，测出的功率值包括ase噪声功率和信道间非线性噪声功率。

步骤304将取出的lfm信号从时域转换到分数阶域，变换阶数用公式(2)求出。在分数阶域忽略峰值处的信号，计算剩余所有信号的功率。所求得的功率为信道间非线性噪声和ase噪声的功率和，设为ptotal。

本实施例中ρopt为1.0561，将信号进行1.0561阶分数阶傅里叶变换后，去除峰值处的信号点，计算剩余所有信号功率，得到ptotal。

步骤304在第二测量单元203中完成。

步骤305、计算得出信道间非线性效应；

具体到本实施例为计算得到信道间非线性噪声的功率大小。

将步骤304求得的ptotal减去步骤303求得的pase，得到的功率值即为信道间非线性噪声的功率值。步骤305在计算单元204中完成。

实施例3

本实施例3叙述了应用本发明所提一种用线性调频信号测量波分复用光纤通信系统中信道间非线性效应的方法分别仿真了9个信道的结果。又细分为两种情况，即9个信道的总发送功率分别为8dbm和10dbm。两种情况下光信噪比的范围是12-27db。

首先计算信道间非线性噪声功率的真实值。信道间非线性噪声功率的真实值等于总的非线性噪声功率的真实值减去信道内非线性噪声功率的真实值。

其中总的非线性噪声功率的真实值获取方式为：先仿真得到非线性系数为1.31/(w.km)时9个信道进行波分复用传输后的信号，再仿真得到非线性系数为0时9个信道进行波分复用传输后的信号，将二者输入维纳滤波器，滤出噪声，计算出噪声功率值，此功率值即为总的非线性噪声功率的真实值；其中维纳滤波器的抽头系数设为21。

其中信道内非线性噪声功率的真实值获取方式为：先仿真得到非线性系数为1.31/(w.km)时1个信道经过传输后的信号，再仿真得到非线性系数为0时1个信道经过传输后的信号，将二者输入维纳滤波器，滤出噪声，计算出噪声功率值，此功率值即为信道内非线性噪声功率的真实值；其中维纳滤波器的抽头系数设为21。

然后计算利用本发明所提出的方法和装置所得到的信道间非线性噪声功率的测量值，其获取步骤与实施例2中的步骤相同。

在计算信道间非线性噪声功率的真实值和测量值时，本实施例3中未提及的系统参数与实施例2中的系统参数相同。

不同发送功率和光信噪比下的信道间非线性噪声功率的测量值与真实值的偏差如图4所示，其中测量值与真实值的偏差(以db为单位)为信道间非线性噪声功率的测量值(以dbm为单位)减去信道间非线性噪声功率的真实值(以dbm为单位)。

光信噪比(opticalsignalnoiseratio)在图4中用osnr表示，实心圆圈对应总发送功率为10dbm时测量的信道间非线性噪声功率偏差；三角划线对应总发送功率为8dbm的情况。信道间非线性噪声功率的测量偏差总是小于0.5db，说明本发明和本实例3的信道间非线性噪声功率测量偏差很小，能够准确地测量信道间非线性噪声功率。

以上所述为本发明的较佳实施例而已，本发明不应该局限于该实施例和附图所公开的内容。凡是不脱离本发明所公开的精神下完成的等效或修改，都落入本发明保护的范围。