一种OFDM/OQAM系统信道估计方法与流程

本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种OFDM/OQAM系统信道估计方法。

背景技术：

作为5G物理层备选调制方案之一，基于交错正交调制的正交频分复用(offset quadrature modulation based orthogonal frequency division multiplexing，OFDM/OQAM)技术受到了学术界越来越广泛的关注。与传统的OFDM系统相比，OFDM/OQAM有以下特点和优势：第一，OFDM/OQAM脉冲的能量在时域和频域上都能良好集中，因此系统不再需要循环前缀(cyclic prefix，CP)作为保护，提高了通信系统的频谱效率和有效发射功率；第二，将正交条件由复数域严格正交放宽为实数域严格正交，为在时域和频域同时具有良好聚焦特性的原型脉冲滤波引入提供了条件，因此OFDM/OQAM系统在无CP的条件下兼具良好的抗ISI和ICI能力。

无线通信系统的性能很大程度上受到无线信道的影响，使得发射机和接收机之间的传播路径非常复杂。无线信道并不像有线信道固定并可预见，而是具有很大的随机性，这就对接收机的设计提出了很大的挑战。在OFDM系统的相干检测中需要对信道进行估计，信道估计的精度将直接影响整个系统的性能。

由于无法将CP-OFDM系统的信道估计方法直接应用于OFDM/OQAM系统中，一些文献分别从干扰消除(interference cancellation method，ICM)和干扰利用(interference approximation method，IAM)这两个思路对导频进行了研究，提出了相应的导频结构。IAM方法将干扰作为导频的一部分，通过在导频结构中插入零值导频符号减小固有干扰，此类算法提高了导频符号的等效功率，从而改善信道估计性能。然而导频结构需要3-5个实值符号的要求降低了系统的频谱效率。采用此类算法的前提是导频点周围的时频格点的值是确定的，所以一般都采用块状导频结构。ICM方法将干扰从接收符号中消除，由于导频周围包含未知的数据符号，此类算法需要预判决和迭代来消除干扰，增加了系统实现的复杂度。此类算法一般采用块状导频和点状导频结构。

此外，上述信道估计算法还忽略了一个事实，即对于等间隔采样信道，信道冲激响应(channel impulse response，CIR)的能量在时域上主要集中在信道长度的时域采样点上，其他采样点可以看作是OFDM/OQAM系统固有干扰和噪声的叠加能量。

技术实现要素：

本发明所要解决的是在OFDM/OQAM系统下，使用传统的信道估计算法消除OFDM/OQAM系统固有干扰和噪声时系统误码性能不理想的问题，提供一种OFDM/OQAM系统信道估计方法。

为解决上述问题，本发明是通过以下技术方案实现的：

一种OFDM/OQAM系统信道估计方法，包括如下步骤：

步骤1.产生频域信源数据，并对其进行正交QAM映射后得到复数数据；

步骤2.在复数数据的前端和数据之间周期性地插入块状的导频结构；其中每块导频结构包括三列导频符号，第一列和第三列设置为全零，第二列则根据导频等效功率最大化原则设计为{1,j,-1,-j,1,j,-1,-j,......}；

步骤3.利用频域平均方法对信道进行初步估计，得到信道频域响应；

步骤4.通过傅里叶逆变换操作，将信道频域响应变换成信道冲激响应；

步骤5.保留信道冲激响应中子载波数为[0,L-1]的子载波的能量，并将信道冲激响应中子载波数为[L,M-1]的子载波的能量置零，得到估计所需的信道冲激响应；其中L为信道长度，M为信道冲激响应中子载波的总数；

步骤6.通过傅里叶变换操作，将估计所需的信道冲激响应变成估计所需的信道频域响应，该信道频域响应即为所估计出的最终的信道频域响应。

上述方案中，子载波的总数M等于频域信源数据的行数。

上述方案中，信道长度L等于信道各径中最大时延扩展除以采样间隔。

上述方案中，步骤2中导频结构的三列导频符号的行数与步骤1中频域信源数据的行数相同。

上述方案中，步骤1中产生的频域信源数据为2048行，1000列。

上述方案中，步骤2中，在复数数据之间按每隔5列插入一块导频结构即三列导频符号。

本发明通过将只存在信道噪声和系统固有干扰的大量时域采样点进行置零操作，在原有频域平均(frequency domain averaging，FDA)算法上进一步降低干扰对信道估计精度的影响，在不影响工程实现复杂度的基础上提高了信道估计的精度和OFDM/OQAM系统的误码性能。与传统的LS算法、FDA算法相比在工程实现上是一种不影响资源消耗、改善系统误码性能的信道估计算法。

附图说明

图1为OFDM/OQAM系统实现框图。

图2为OFDM/OQAM系统中FDA-FFT信道估计算法模块框图。

图3为子载波数为2048，符号数为1000的OFDM/OQAM系统不同QAM调制下LS、FDA、FDA-FFT信道估计算法MSE性能。

图4为子载波数为2048，符号数为1000的OFDM/OQAM系统不同QAM调制下采用LS、FDA、FDA-FFT信道估计算法得到的系统误码性能。

具体实施方式

下面结合附图和具体的实施例对本发明的方法作进一步阐述：

针对传统的基于块状导频和IAM-C导频结构的FDA算法，在频域上设计导频结构计算信道频域响应。通过对设计导频的信道频域响应加权平均得到更准确的信道频域响应(channel frequency response，CFR)。首先在发送数据的前端加入IAM-C设计导频结构，随后块状导频符号周期地插入传输数据中。因此，信道响应可以通过传统的导频信道估计算法得到，然后通过对设计导频的信道频域响应求平均得到更准确的信道频域响应。

基于上面的阐述，假设块状导频符号的列数为N，p_m,n代表第n个符号第m个子载波上的传输导频，p_m,n'代表第n个符号第m个子载波上的接收导频，代表第m个子载波的信道估计参数。则信道估计的表达式可以表示为：

在上述的传统的基于块状导频和基于IAM-C的信道估计算法的基础上，本发明做了如下改进：

信道冲激响应(channel impulse response，CIR)的能量集中性。时域信道能量基本集中在OFDM/OQAM符号的有限个采样点上，其余采样点能量可以看出是信道噪声和系统干扰能量的叠加。因此，保留信道冲激响应的最大多径时延包含的时间采样点的能量，将其余采样点的能量置零：

这里，l和k代表子载波数，L代表信道长度，等于信道各径中最大时延扩展除以采样间隔，采样间隔为采样频率的倒数，L远小于子载波的数目M。

本实施例提供了一种OFDM/OQAM系统信道估计方法，本实施例的OFDM/OQAM系统如图1所示，信道环境为IEEE 802.22WRAN标准信道模型，此系统采用了在时频域上具有良好局域化特性和良好能量聚焦特性的滤波器(如EGF和IOTA)，因此可以将干扰近似来源于相邻符号。同时，在基于等效导频功率最大化的导频结构设计上，本实施例采用了IAM-C导频结构，降低信道估计过程中干扰对信道估计精度的影响。本实施例系统各设置参数如下：

表1

下面阐述本实施例中OFDM/OQAM系统下的基于FDA-FFT的信道估计算法，即一种OFDM/OQAM系统信道估计方法，如图2所示，具体步骤：

信源的产生及正交QAM映射。

步骤1：产生2048行、1000列的频域信源数据，每一列为一个符号。第m个符号的第n个子载波上的数据表示为a_m,n，(m∈[1，1000]；n∈[1，2048]且m与n均为正整数)。经过正交QAM映射，信源二进制数据被映射成复数数据。

IAM-C和块状导频结构。

步骤2：将上述处理后的数据符号插入IAM-C导频结构。首先，在数据的前端插入一个块状导频，随后，再将块状导频符号按每隔五列数据插入一个块状导频的方式周期性地插入到数据之间。

插入到数据前端和数据之间的一个块状导频由三列导频符号组成，其中第一列和第三列设置为全零，第二列则根据导频等效功率最大化原则设计为{1,j,-1,-j,1,j,-1,-j......}，其中j为复数中虚数单位。

另外，OFDM/OQAM具有基于傅里叶逆变换和快速傅里叶变换(IFFT/FFT)的快速实现算法和具有良好时频聚焦特性的成型脉冲函数，降低了系统的运算复杂度和ISI/ICI干扰的影响。同时加入导频结构的数据经过的信道环境为IEEE 802.22WRAN标准信道。

基于FDA-FFT的信道估计算法模块。

步骤3：FDA信道估计表达式如下：

通过上式可以得到第k个子载波的信道估计值即为信道频域响应

步骤4：通过傅里叶逆变换IFFT操作，将信道频域响应变换成信道冲激响应CIR：则可以表示为。

这里，l和k代表子载波的数目，L代表信道长度，L远小于子载波的数目M。μ_l代表系统的干扰和噪声。

步骤5：将信道长度L之外的采样点(即L≤l≤M-1)能量置零，得到FDA-FFT算法需要的信道冲激响应

步骤6：通过M点(2048点)FFT变换，变换成精确度更高的信道频域响应函数即：

本实施例中采用的信道均衡算法是迫零均衡，最后将上述处理后的数据进行正交QAM解映射得到解调数据。本实施例用均方误差值(mean square error，MSE)和误码性能(bit error rate，BER)两种指标来对比几种信道估计算法的精确度，同时对算法复杂度和工程可实现性作了对比分析。

(1)均方误差估计精确度对比。

采用均方误差值(mean square error，MSE)作为参考值，通过将本发明提到的FDA-FFT算法与传统的最小平方(least square，LS)、FDA算法对比，比较几种信道估计算法估计精确度。图3横坐标表示OFDM/OQAM系统下信噪比设置，纵坐标表示MSE值。本实施分别在4QAM和16QAM调制下比较几种算法的估计精确度。从图3可以看出，当估计精度满足MSE＝10^-1时，从几种算法在4QAM和16QAM调制下的信噪比设置数据可以看出，OFDM/OQAM系统中，FDA-FFT算法比LS算法分别有约15dB和17dB的信噪比优势，比FDA算法有约5dB信噪比的优势。这是由于本发明在时域冲激响应上进一步降低干扰和噪声能量，在频域上的信道估计值则比直接用传统的误差改善LS算法和FDA算法估计精度高。

(2)误码性能对比。

图4横坐标表示OFDM/OQAM系统下的信噪比设置，纵坐标表示误码率BER。本实施例同样在不同阶数的QAM调制下比较几种估计算法对系统误码性能的改善情况。从图4可以看出，与传统的FDA算法相比，FDA-FFT在4QAM调制、BER＝10^-3情况下有1.5dB的信噪比增益；在16QAM调制、BER＝10^-1情况下有3dB的信噪比增益。从上述数据分析可知，在OFDM/OQAM系统中，FDA-FFT算法在改善传统信道估计算法的估计精度的同时，进一步改善了系统的误码性能。

(3)算法复杂度对比。

本实施例中几种算法的复杂度随着IFFT/FFT等运算的复杂度变化，表2给出了算法的复杂度分析。

表2

由表2可知，与LS算法、FDA算法相比，FDA-FFT算法在乘性、加性复杂度上均有一定程度的增加。FDA-FFT算法通过牺牲可容忍的运算复杂度来获取更高的信道估计精确度和系统的误码性能。

本发明在基于块状导频的FDA算法基础上，先获得信道频域响应由于时域上信道能量主要集中在有限个采样点上，将其经过IFFT运算变换到时域上进行干扰区域置零操作，而后再进行FFT运算得到最终的频域响应该方法将只存在信道噪声和系统固有干扰的大量时域采样点进行置零操作，进一步降低了干扰对信道估计精度的影响，获得了更高的估计精度，保证一定复杂度的情况下提高了OFDM/OQAM系统的误码性能。