频率估计方法及定位接收机与流程

本发明涉及通信技术领域，特别是涉及一种频率估计方法及定位接收机。

背景技术：

近年来，lbs(locationbasedservice，简称位置服务)已融入我们的日常生活中。lbs是由移动通信网络和卫星定位系统结合在一起，通过定位技术获得移动终端的位置信息的业务。目前，gnss(globalnavigationsatellitesystem，全球导航卫星系统)可以实现lbs，但仍存在覆盖死角。基站定位系统能够弥补gnss覆盖不到的地方。

tc-ofdm(基于时分的cdma-ofdm(码分多址-正交频分复用)叠加信号体制)的基站定位系统能够实现广域室内外无缝米级定位。但基于tc-ofdm的定位接收机中的现有残留载波频率估计方法具有计算量大和估计精度低等缺点。

tc-ofdm接收机实现定位解算的第一阶段为捕获处理阶段。tc-ofdm信号由两个不同长度的prn(伪随机噪声)码组成。由于载波频率对短码相关结果的影响不大，捕获处理可以通过直接判断tc-ofdm信号中的短码与生成的本地生成码之间的相关性来获得码相位。通过使用剥离tc-ofdm信号长码来获取残留载波频率。由于捕获处理获得的这些参数将传递到跟踪处理过程中。因此，捕获精度直接影响到接收机跟踪性能。

为了在tc-ofdm信号定位接收过程的捕获阶段提高残留载波估计的精度，现有技术采用一步法，对接收的tc-ofdm信号进行相关运算处理，其中包括时域相关和频域循环相关运算处理。但是，由于残留载波频率精度会随着相关数据长度的增加而增加，所以，这种方法的处理时间很长且计算量也很大。

为了提高上述残留载波估计精度，现有技术还提出了一种由粗到精法。该方法先使用一段短时间接收到的tc-ofdm信号粗略估计输入信号的码相位和载波频率。然后，使用剥离好长prn(伪随机噪声)码的信号来准确地获取残留载波频率。在传统的由粗到精法中，有的方法由于使用fft(快速傅里叶变换)来处理剥离好长prn码的信号，所以导致计算量很大，还有的方法由于采用fll(锁频环)，所以，在fll转换到pll之前，fll需要很长时间才能够稳定，由此造成运算时间很长。

由此可见，传统的由粗到精法在tc-ofdm信号定位接收过程的捕获阶段中，为了获得高精度的频率估计，却付出了处理时间很长的代价。

技术实现要素：

本发明实施例的目的在于提供一种用于定位接收机的频率估计方法，以解决如何在确保高精度地估计频率的同时缩短处理时间的技术问题。

为了实现上述目的，根据本发明的一个方面，提供以下技术方案：

一种用于定位接收机的频率估计方法，该方法可以包括：

接收基于时间的码分多址-正交频分复用tc-ofdm信号，其中，所述tc-ofdm信号包括载波频率；

对所述tc-ofdm信号进行处理，得到初始残留载波频率；

以所述初始残留载波频率为中心，进行频域间隔划分，得到多个候选频率样本；

从所述多个候选频率样本中选取m个候选频率样本；其中，所述m取正整数；

基于所述tc-ofdm信号的载波频率和所述m个候选频率样本，通过快速正交搜索方法，进行递归计算，确定所述m个候选频率样本的权值；

根据所述tc-ofdm信号的载波频率和所述m个候选频率样本，确定所述tc-ofdm信号的载波频率与待估计频率之间的频率误差；

根据所述tc-ofdm信号的载波频率和所述m个候选频率样本，确定满足所述频率误差最小的情况下候选频率样本的数量；

基于所述数量的所述候选频率样本及其权值，计算所述待估计频率。

进一步地，所述对所述tc-ofdm信号进行处理，得到初始残留载波频率，具体包括：

对所述tc-ofdm信号进行滤波，得到数字零中频信号；

对所述数字零中频信号进行粗捕获处理，得到粗码相位；

利用所述粗码相位，对所述数字零中频信号进行长码剥离处理，得到射频数据；

对所述射频数据进行快速傅里叶变换处理，得到初始残留载波频率。

进一步地，所述以所述初始残留载波频率为中心，进行频域间隔划分，得到多个候选频率样本，具体包括：

根据下式计算频率分辨率：

fft_resolution＝fs/nfft

其中，fft_resolution表示fft分辨率；fs表示采样频率；nfft表示进行快速傅里叶运算时所述tc-ofdm信号的数量；

根据所述fft分辨率，确定fft点间隔；

以所述初始残留载波频率为中心，进行频域间隔划分，确定所述候选频率样本的频率：

其中，fm表示候选频率样本的频率；finit表示初始残留载波频率；δf表示候选频率样本频率间隔；fd表示所述fft点间隔；m＝0,…,m-1；m表示候选频率样本的数量；

基于所述候选频率样本的频率，根据下式确定候选频率样本：

其中，p2m(n)、p2m+1(n)分别表示所述候选频率样本中的偶数样本、奇数样本；n表示时隙。

进一步地，所述基于所述tc-ofdm信号的载波频率和所述m个候选频率样本，通过快速正交搜索方法，进行递归计算，确定所述m个候选频率样本的权值，具体包括：

对所述m个候选频率样本进行格拉姆施密特正交化处理，得到正交频率序列；

计算所述正交频率序列的均方误差，得到第一中间参数；

将所述tc-ofdm信号的载波频率与所述正交频率序列相乘，再求平均，得到第二中间参数；

将所述第二中间参数与所述第一中间参数之比确定为第三中间参数；

将所述m个候选频率样本与所述正交频率序列相乘，再求平均，得到第四中间参数；

将所述第四中间参数与所述第一中间参数之比确定为第五中间参数；

根据下式计算第六中间参数：

其中，vi表示第六中间参数，vm＝1；αir表示所述第五中间参数；i＝m+1,m+2,......m；m＝0,......m；

根据下式计算所述m个候选频率样本的权值：

其中，am表示所述m个候选频率样本的权值；gi表示所述第三中间参数。

进一步地，所述根据所述tc-ofdm信号的载波频率和所述m个候选频率样本，确定满足所述频率误差最小的情况下候选频率样本的数量，具体包括：

计算所述频率误差的均方误差；

将所述第一中间参数与所述第三中间参数的平方之积，确定为所述均方误差的减少量；

将所述减少量与减少量阈值进行比较；

将满足所述减少量小于减少量阈值时所述减少量的项数，确定为所述满足所述频率误差最小的情况下候选频率样本的数量。

进一步地，所述减少量阈值通过以下任一方式确定：

(1)所述均方误差与所述载波频率的均方根值之比小于预设阈值，所述预设阈值满足以下条件：允许利用快速正交搜索方法对所述定位接收机的残留载波频率进行建模而拒绝对噪声建模的频率项；

(2)基于所述m，以使得适合构建以下关系式：

其中，y(n)表示当前时刻的残留载波频率；pm(n)表示所述候选频率样本；ε(n)表示所述频率误差；

(3)向所述关系式中添加一候选频率样本所产生的均方误差减少量小于向所述关系式中添加一高斯白噪声所产生的均方误差减少量，其中，所述高斯白噪声通过以下方式生成：使用一组和tc-ofdm信号不同的码与所述tc-ofdm信号进行相关处理。

进一步地，所述基于所述数量的所述候选频率样本及其权值，计算所述待估计频率，具体包括：

将所述数量的所述候选频率样本分别与其权值相乘；

将各乘积进行求和，得到所述待估计频率。

为了实现上述目的，根据本发明的另一个方面，还提供了以下技术方案：

一种定位接收机，包括：

接收模块，用于接收基于时间的码分多址-正交频分复用tc-ofdm信号，其中，所述tc-ofdm信号包括载波频率；

处理模块，用于对所述tc-ofdm信号进行处理，得到初始残留载波频率；

划分模块，用于以所述初始残留载波频率为中心，进行频域间隔划分，得到多个候选频率样本；

选取模块，用于从所述多个候选频率样本中选取m个候选频率样本；其中，所述m取正整数；

第一计算模块，用于基于所述tc-ofdm信号的载波频率和所述m个候选频率样本，通过快速正交搜索方法，进行递归计算，确定所述m个候选频率样本的权值；

第一确定模块，用于根据所述tc-ofdm信号的载波频率和所述m个候选频率样本，确定所述tc-ofdm信号的载波频率与待估计频率之间的频率误差；

第二确定模块，用于根据所述tc-ofdm信号的载波频率和所述m个候选频率样本，确定满足所述频率误差最小的情况下候选频率样本的数量；

第二计算模块，用于基于所述数量的所述候选频率样本及其权值，计算所述待估计频率。

进一步地，所述第一计算模块具体包括：

正交化单元，用于对所述m个候选频率样本进行格拉姆施密特正交化处理，得到正交频率序列；

第一计算单元，用于计算所述正交频率序列的均方误差，得到第一中间参数；

第二计算单元，用于将所述tc-ofdm信号的载波频率与所述正交频率序列相乘，再求平均，得到第二中间参数；

第三计算单元，用于将所述第二中间参数与所述第一中间参数之比确定为第三中间参数；

第四计算单元，用于将所述m个候选频率样本与所述正交频率序列相乘，再求平均，得到第四中间参数；

第五计算单元，用于将所述第四中间参数与所述第一中间参数之比确定为第五中间参数；

第六计算单元，用于根据下式计算第六中间参数：

其中，vi表示第六中间参数，vm＝1；αir表示所述第五中间参数；i＝m+1,m+2,......m；m＝0,......m；

第七计算单元，用于根据下式计算所述m个候选频率样本的权值：

其中，am表示所述m个候选频率样本的权值；gi表示所述第三中间参数。

进一步地，所述第二确定模块具体包括：

第八计算单元，用于计算所述频率误差的均方误差；

第九计算单元，用于将所述第一中间参数与所述第三中间参数的平方之积，确定为所述均方误差的减少量；

比较单元，用于将所述减少量与减少量阈值进行比较；

确定单元，用于将满足所述减少量小于减少量阈值时所述减少量的项数，确定为所述满足所述频率误差最小的情况下候选频率样本的数量。

本发明实施例提供一种用于定位接收机的频率估计方法及定位接收机。其中，该方法可以包括：接收基于时间的码分多址-正交频分复用tc-ofdm信号，其中，tc-ofdm信号包括载波频率；对tc-ofdm信号进行处理，得到初始残留载波频率；以初始残留载波频率为中心，进行频域间隔划分，得到多个候选频率样本；从多个候选频率样本中选取m个候选频率样本；其中，m取正整数；基于tc-ofdm信号的载波频率和m个候选频率样本，通过快速正交搜索方法，进行递归计算，确定m个候选频率样本的权值；根据tc-ofdm信号的载波频率和m个候选频率样本，确定tc-ofdm信号的载波频率与待估计频率之间的频率误差；根据tc-ofdm信号的载波频率和m个候选频率样本，确定满足频率误差最小的情况下候选频率样本的数量；基于数量的候选频率样本及其权值，计算待估计频率。在该技术方案中，通过对tc-ofdm信号进行处理，得到多个候选频率样本，然后，基于tc-ofdm信号的载波频率和候选频率样本，确定tc-ofdm信号的载波频率与待估计频率之间的频率误差，接着，确定满足频率误差最小的情况下候选频率样本的数量，最后，基于该数量的候选频率样本及其权值，计算待估计频率。也就是说，该方案实现了对tc-ofdm信号的载波频率进行去噪的过程，达到了平衡频率估计精度与处理时间之间关系的目的，在确保高精度地估计频率的同时缩短了处理时间，提高了捕获效率，降低了硬件资源消耗。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而得以体现。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

当然，实施本发明的任一产品或方法并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为根据本发明实施例的tc-ofdm信号结构的示意图；

图2为根据本发明实施例的用于定位接收机的频率估计方法的流程示意图；

图3为根据本发明实施例的获取相关值的过程示意图；

图4为根据本发明实施例的候选频率样本的频率与初始残留载波频率关系的示意图；

图5为根据本发明实施例的定位接收机的结构示意图之一；

图6为根据本发明实施例的定位接收机结构的示意图之二。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

下面示例性地对本发明实施例所应用的tc-ofdm系统进行说明。

tc-ofdm系统是一种导航和通信信号融合的系统。图1示例性地示出了tc-ofdm信号结构。该tc-ofdm信号结构包括信号帧和时隙结构。tc-ofdm信号基于原始ofdm的数字广播信号，导航信号包括两个不同长度类型的prn码。这两个prn码在相同频带中通过叠加被复用，并由数字广播基站广播发射。为了不影响通信，将tc-ofdm信号中的短码插入每个数字广播信号时隙的开头，短码的功率与数字广播信号的强度一样强，示例性地，长码功率低于数字广播信号20db。其中，prn码率例如可以为5mhz，导航电文的数据速率例如可以为40hz。

第n个基带信号时隙可以表示成以下形式：

其中，表示第n个基带信号时隙；sofdm(·)表示ofdm信号；表示prn码短码；表示prn码长码；i表示基站编号；n表示时隙数量；t表示时间。

基于公式(1)，基站发射的射频信号可以表示成以下形式：

其中，s⁽ⁱ⁾(t)表示基站发射的射频信号；表示导航电文；fc表示载波频率；θ表示初相位。

在实际应用中，为了解决如何在确保高精度地估计频率的同时缩短处理时间的技术问题，本发明实施例提供一种用于定位接收机的频率估计方法。如图2所示，该方法可以通过步骤s200至步骤s270来实现。

s200：接收基于时间的码分多址-正交频分复用tc-ofdm信号，其中，tc-ofdm信号包括载波频率。

s210：对tc-ofdm信号进行处理，得到初始残留载波频率。

在一些可选的实施例中，本步骤步骤具体可以包括：

s211：对tc-ofdm信号进行滤波，得到数字零中频信号。

其中，数字零中频信号可以通过定位接收机的射频模块获得。

s212：对数字零中频信号进行粗捕获处理，得到粗码相位。

具体地，本步骤可以包括：

步骤a1：选取数字零中频信号时隙内的最大和次最大相关值。

步骤a2：判断最大和次最大相关值的比值是否大于阈值；若是，则执行步骤a3；否则，执行步骤a4。

步骤a3：获取粗码相位并进行精细捕获处理。

步骤a4：进行捕获操作。

其中，本发明实施例可以使用基于短码caf(交叉模糊函数)的粗捕获方法来获得粗码相位。

图3示例性地示出了获取相关值的过程。其中，i(n)和q(n)表示输入信号；i(n)和q(n)表示中间信号；cn-1......c0表示本地短码产生器，n取正整数；n-1,n-2......,0表示短码的位。

在粗捕获过程中，相关值可以通过下式获得：

其中，v(n)表示相关值；a(·)表示包含未知导航电文的信号幅度；rs(·)表示短码的自相关函数；τ表示码相位延迟；sinc(·)表示sinc函数；tcoh表示相干积分时间；fe表示残留载波频率；w(·)表示均值为0的高斯白噪声。

s213：利用粗码相位，对数字零中频信号进行长码剥离处理，得到射频数据。

示例性地，本步骤可以以粗码相位为起始相位，生成本地长码，将本地生成的长码与数字零中频信号相乘，以剥离长码，得到n时长的射频数据(也即载波信号)。其中，n根据fft分辨率(即快速傅里叶变换分辨率)来确定。举例来说，通常，跟踪环的宽度小于10hz。因此，可以考虑将fft分辨率设置为100hz。为了寻找到100hz分辨率，需要10ms剥离长码后的射频数据。

s214：对射频数据进行快速傅里叶变换处理，得到初始残留载波频率。

沿用上例，对n时长的射频数据进行快速傅里叶变换，可以得到初始残留载波频率。该初始残留载波频率为粗频率。

s220：以初始残留载波频率为中心，进行频域间隔划分，得到多个候选频率样本。

在本步骤中，以初始残留载波频率为中心，可以在频域的左右两个方向上，进行频率间隔划分，得到非正交候选频率函数序列，也就是多个候选频率样本。其中，每个候选频率样本为一对奇偶频率样本。

图4示例性地示出了候选频率样本的频率与初始残留载波频率关系的示意图。

如图4所示，在一些可选的实施例中，本步骤具体可以包括：

s221：根据下式计算频率分辨率：

fft_resolution＝fs/nfft；

其中，fft_resolution表示fft分辨率；fs表示采样频率；nfft表示进行快速傅里叶运算时tc-ofdm信号的数量。

s222：根据fft分辨率，确定fft点间隔。

s223：以初始残留载波频率为中心，进行频域间隔划分，确定候选频率样本的频率：

其中，fm表示候选频率样本的频率；finit表示初始残留载波频率；δf表示候选频率样本频率间隔；fd表示fft点间隔；m＝0,…,m-1；m表示候选频率样本的数量。

本步骤中，由于fos候选频率比fft频率有更高的分辨率，可以更好地实现去噪效果。所以，例如，可以考虑将候选频率样本频率间隔设置为fft频率的数量级。通常，跟踪环的宽度小于10hz。因此，可以考虑将fft分辨率设置为100hz，将候选频率样本频率间隔设置为10hz。所以，为了寻找到100hz分辨率，需要10ms剥离长码后的射频数据。

s224：基于候选频率样本的频率，根据下式确定候选频率样本：

其中，p2m(n)、p2m+1(n)分别表示候选频率样本中的偶数样本、奇数样本；n表示时隙。

s230：从多个候选频率样本中选取m个候选频率样本；其中，m取正整数。

本发明实施例所采用的fos方法的目标是通过从所有候选频率样本中选择最佳基的样本，来估计当前时刻的残留载波频率。所以，本步骤从多个候选频率样本中选取m个候选频率样本，用于后续残留载波频率的估计。

s240：基于tc-ofdm信号的载波频率和m个候选频率样本，通过快速正交搜索方法，进行递归计算，确定m个候选频率样本的权值。

在一些可选的实施例中，本步骤具体可以包括：

s241：对m个候选频率样本进行格拉姆施密特正交化处理，得到正交频率序列。

本步骤利用格拉姆·施密特正交方法将非正交的候选频率样本处理成两两正交的函数序列。

s242：计算正交频率序列的均方误差，得到第一中间参数。

s243：将tc-ofdm信号的载波频率与正交频率序列相乘，再求平均，得到第二中间参数。

s244：将第二中间参数与第一中间参数之比确定为第三中间参数。

s245：将m个候选频率样本与正交频率序列相乘，再求平均，得到第四中间参数。

s246：将第四中间参数与第一中间参数之比确定为第五中间参数。

s247：根据下式计算第六中间参数：

其中，vi表示第六中间参数，vm＝1；αir表示第五中间参数；i＝m+1,m+2,......m；m＝0,......m。

s248：根据下式计算m个候选频率样本的权值：

其中，am表示m个候选频率样本的权值；gi表示第三中间参数。

下面以一优选实施例来详细说明得到m个候选频率样本的权值的过程。

s300：对m个候选频率样本进行格拉姆施密特正交化处理，得到正交频率序列。

s301：基于候选频率样本和正交频率序列计算正交系数。

例如：可以通过下式来递归计算正交系数：

其中，m'取1,......,m；pm'(n)表示；表示pm'(n)与pr(n)相乘再求平均；wr(n)表示正交频率序列；表示对wr(n)求取均方差；αm'r表示正交系数。

s302：基于候选频率样本和正交频率序列构建以下关系式：

其中，m'取1,......,m；pm'(n)表示；w(·)表示正交频率序列，r取1,......,m，wm'(n)与wr(n)表示m'、r项的正交频率，下角标m'、r表示项数；αri表示正交系数，其与αm'r表示相同的物理意义，下角标ri和m'r表示项数。

s303：基于tc-ofdm信号的载波频率、候选频率样本、正交频率序列和正交系数，根据下式来递归计算正交频率序列的权值：

其中，y(n)表示tc-ofdm信号的载波频率；表示对y(n)求平均；m取0,......m；gm表示正交频率序列的权值。

s304：基于正交系数和正交频率序列的权值，根据下式递归计算m个候选频率样本的权值：

其中，i＝m+1,m+2,......m；m＝0,......m；gi表示正交频率序列的权值，下角标i表示项数；am表示m个候选频率样本的权值。

s250：根据tc-ofdm信号的载波频率和m个候选频率样本，确定tc-ofdm信号的载波频率与待估计频率之间的频率误差。

其中，频率误差是个变量，且与m有关。本发明实施例的目的是使得本步骤确定的频率误差最小。

s260：根据tc-ofdm信号的载波频率和m个候选频率样本，确定满足频率误差最小的情况下候选频率样本的数量。

为了缩短处理时间，本发明实施例考虑确定尽可能少的候选频率样本，以此来进行频率估计。进一步地，本发明实施例通过频率误差的均方差减少量来确定最下的频率误差。

在一些可选的实施例中，本步骤具体可以包括：

s261：计算频率误差的均方误差。

s262：将第一中间参数与第三中间参数的平方之积，确定为均方误差的减少量。

沿用前述例子，可以基于tc-ofdm信号的载波频率、正交频率序列及其权值和根据下式来确定均方误差的减少量：

其中，y(n)表示tc-ofdm信号的载波频率；gm表示正交频率序列的权值；wm(m)表示正交频率序列。

在实际应用中，上式可以表示成以下形式来计算均方误差的减少量：

其中，qm表示均方误差的减少量。

s263：将减少量与减少量阈值进行比较。

其中，减少量阈值可以通过以下方式来确定：将定位接收机接收到的接收码与本地码进行相关处理，然后再求平均，得到某一个时刻的阈值结果。最后，将每个时刻的阈值结果相乘，再将各个乘积相加。最终，将相加后的结果除以时刻的个数，从而可以得到减少量阈值。在求取减少量阈值的过程中，需要确定选取多少个时刻的阈值结果进行计算。所以，本发明实施例考虑fos确定阈值的方法。为此，在一些可选的实施例中，该减少量阈值可以通过以下任一方式确定：

(1)均方误差与载波频率的均方根值之比小于预设阈值，预设阈值满足以下条件：允许利用快速正交搜索方法对定位接收机的残留载波频率进行建模而拒绝对噪声建模的频率项；

(2)基于m，以使得适合构建以下关系式：

其中，y(n)表示当前时刻的残留载波频率；pm(n)表示候选频率样本；ε(n)表示频率误差；

(3)向关系式中添加一候选频率样本所产生的均方误差减少量小于向关系式中添加一高斯白噪声所产生的均方误差减少量，其中，高斯白噪声通过以下方式生成：使用一组和tc-ofdm信号不同的码与tc-ofdm信号进行相关处理。

s264：将满足减少量小于减少量阈值时该均方误差减少量的项数，确定为满足频率误差最小的情况下候选频率样本的数量。

沿用前述例子，如果计算得到的q1大于减少量阈值，则继续计算q2，如果q2小于减少量阈值，此时该减少量的项数为2，则确定满足频率误差最小的情况下候选频率样本的数量为2。

s270：基于该数量的候选频率样本及其权值，计算待估计频率。

在一些可选的实施例中，本步骤具体可以包括：

s271：将数量的候选频率样本分别与其权值相乘；

s272：将各乘积进行求和，得到待估计频率。

本实施例基于选取的最佳候选频率样本，将各个最佳的候选频率样本分别与其权值相乘，再将各个乘积的结果相加。最后，将这个相加后的结果作为当前时刻定位接收机接收到的实际的残留载波频率的估计频率。从信号处理的角度来说，这一过程相当于对定位接收机接收到的实际的残留载波频率进行滤波而得到去噪的残留载波频率的过程。

综上所述，本发明实施例通过对tc-ofdm信号进行处理，得到多个候选频率样本，然后，基于tc-ofdm信号的载波频率和候选频率样本，确定tc-ofdm信号的载波频率与待估计频率之间的频率误差，接着，确定满足频率误差最小的情况下候选频率样本的数量，最后，基于该数量的候选频率样本及其权值，计算待估计频率。该方案实现了对tc-ofdm信号的载波频率进行去噪的过程，达到了平衡频率估计精度与处理时间之间关系的目的，在确保高精度地估计频率的同时缩短了处理时间，提高了捕获效率，降低了硬件资源消耗。

基于与方法实施例相同的技术构思，本发明实施例还提供一种定位接收机。该定位接收机可以执行上述方法实施例。如图5所示，该定位接收机可以包括：接收模块51、处理模块52、划分模块53、选取模块54、第一计算模块55、第一确定模块56、第二确定模块57和第二计算模块58。其中，接收模块51用于接收基于时间的码分多址-正交频分复用tc-ofdm信号，其中，tc-ofdm信号包括载波频率。处理模块52用于对tc-ofdm信号进行处理，得到初始残留载波频率。划分模块53用于以初始残留载波频率为中心，进行频域间隔划分，得到多个候选频率样本。选取模块54用于从多个候选频率样本中选取m个候选频率样本；其中，m取正整数。第一计算模块55用于基于tc-ofdm信号的载波频率和m个候选频率样本，通过快速正交搜索方法，进行递归计算，确定m个候选频率样本的权值。第一确定模块56用于根据tc-ofdm信号的载波频率和m个候选频率样本，确定tc-ofdm信号的载波频率与待估计频率之间的频率误差。第二确定模块57用于根据tc-ofdm信号的载波频率和m个候选频率样本，确定满足频率误差最小的情况下候选频率样本的数量。第二计算模块58用于基于数量的候选频率样本及其权值，计算待估计频率。

在一些可选的实施例中，第一计算模块具体可以包括：正交化单元、第一计算单元、第二计算单元、第三计算单元、第四计算单元、第五计算单元、第六计算单元和第七计算单元。其中，正交化单元用于对m个候选频率样本进行格拉姆施密特正交化处理，得到正交频率序列。第一计算单元用于计算正交频率序列的均方误差，得到第一中间参数。第二计算单元用于将tc-ofdm信号的载波频率与正交频率序列相乘，再求平均，得到第二中间参数。第三计算单元用于将第二中间参数与第一中间参数之比确定为第三中间参数。第四计算单元用于将m个候选频率样本与正交频率序列相乘，再求平均，得到第四中间参数。第五计算单元用于将第四中间参数与第一中间参数之比确定为第五中间参数。第六计算单元用于根据下式计算第六中间参数：

其中，vi表示第六中间参数，vm＝1；αir表示第五中间参数；i＝m+1,m+2,......m；m＝0,......m。第七计算单元用于根据下式计算m个候选频率样本的权值：

其中，am表示m个候选频率样本的权值；gi表示第三中间参数。

在一些可选的实施例中，第二确定模块具体可以包括：第八计算单元、第九计算单元、比较单元和确定单元。其中，第八计算单元用于计算频率误差的均方误差。第九计算单元用于将第一中间参数与第三中间参数的平方之积，确定为均方误差的减少量。比较单元用于将减少量与减少量阈值进行比较。确定单元用于将满足减少量小于减少量阈值时该减少量的项数，确定为满足频率误差最小的情况下候选频率样本的数量。

本发明实施例提供的定位接收机通过采用上述各个技术方案，达到了平衡频率估计精度与处理时间之间关系的目的，在确保高精度地估计频率的同时缩短了处理时间，提高了捕获效率，降低了硬件资源消耗。

本领域技术人员应能理解，如图6所示，上述定位接收机实施例还可以还包括一些公知的部件，例如：处理器61、存储器63、通信接口62和通信总线64等。其中，通信总线64可以是外设部件互连标准(peripheralcomponentinterconnect，简称pci)总线或扩展工业标准结构(extendedindustrystandardarchitecture，简称eisa)总线等。该通信总线64可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图中仅用一条粗线表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。通信接口62用于上述定位接收机与其他设备之间的通信。存储器63可以包括随机存取存储器(randomaccessmemory，简称ram)，也可以包括非易失性存储器(non-volatilememory)，例如至少一个磁盘存储器。可选的，存储器63还可以是至少一个位于远离前述处理器的存储装置。上述的处理器61可以是通用处理器，包括中央处理器(centralprocessingunit，简称cpu)、网络处理器(networkprocessor，简称np)等；还可以是数字信号处理器(digitalsignalprocessing，简称dsp)、专用集成电路(applicationspecificintegratedcircuit，简称asic)、现场可编程门阵列(field－programmablegatearray，简称fpga)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

本说明书中的各个实施例均采用相关的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。