窄带无线接收机的基带接收方法及装置与流程

本发明涉及移动通信领域，具体而言，涉及一种在窄带无线物联网中应用于终端的基带接收方法以及接收装置。

背景技术：

在最近的通信市场上IoT（物联网）成为行业亮点，诸多运营商和设备上展示了其最新创新成果和应用案例。其中，窄带无线通信技术（NB-Iot）是运营商进军物联网市场的关键。窄带无线通信系统需要具备低成本、低功耗、广覆盖、海量节点等优势，例如，一般认为其终端节点的成本低于一美元，电池可以支持一年以上的待机状态，覆盖范围大于几十公里，节点可也达到几十亿个等等，因此其可以广泛应用于多种垂直行业，如远程抄表、资产跟踪、智能停车、智慧农业等。3GPP标准的首个版本在2016年6月发布，预计窄带无线通信会在LPWA市场的多个技术竞争中脱颖而出，成为领先运营商的最佳选择。

首个版本的窄带无线通信支持3种运营模式（standalone, in-band, guard-band），包括

■Standalone：利用现有GERAN系统的频谱，取代一个或多个GSM载波，

■Guard-band：利用LTE载波保护间隔内未利用的资源块，

■In-band：利用普通LTE载波内资源块 。

在时隙结构上，窄带无线通信下行子帧与传统FDD-LTE的Normal CP子帧结构相同，但对于一个特定的窄带无线通信终端设备来说，其下行只占有180kHz带宽（即一个PRB），并且只支持单天线接收，因此窄带无线通信终端的射频器件成本将大大降低，因此降低基带器件的实现复杂度（成本）就成为能否降低终端整机成本的关键。

无线通信接收机的基带接收部分需要完成信道估计、均衡、数据解调等功能，对窄带无线通信系统而言，为了保持与传统LTE系统的后向兼容，引入了新类型的导频（NRS）来帮助终端实现信道估计，NRS导频支持1/2天线端口，导频序列的生成与LTE CRS相同，只是加扰因子由LTE小区的小区ID变成为窄带无线小区的小区ID。

原理上来说，窄带无线通信的接收机可以直接采样传统LTE接收机的信道估计、均衡、解调技术。比如申请号为CN201110427543.8的发明《一种应用于3GPP LTE系统的自适应信道估计方法》所公开的方案包括了下列步骤： (1)根据接收数据域参考信号计算导频点的最小二乘(LS)信道估计值；(2)根据导频点LS估计值估计信道时延扩展，然后根据时延扩展确定频率信道滤波系数，并进行频域滤波；(3)根据导频点LS估计值估计信道多普勒扩展，然后根据多普勒扩展确定时域信道滤波系数，并进行时域滤波。但其在计算频域滤波系数、时域滤波系数、频域滤波及时域滤波过程中需要大量的复数乘除运算，消耗巨大。申请号为CN201310001400.X的发明《一种LTE信道估计方法和装置》公开了一种将协方差矩阵R_hh降低为低维数的简化矩阵运算方案，从而简化了频域滤波系数的运算。但仍不能避免计算时域滤波系数、以及进行频域、时域的滤波的复杂运算，因此其整体实现代价仍是高昂的。

另一方面，窄带无线通信系统下行包括NPBCH、NPDCCH和NPDSCH三种物理信道，无论哪种物理信道均都只支持单天线发送和两天线发射分集的两种传输模式。对于单天线发送模式，接收机可以采用最简单的迫零方式（ZF）均衡。对发射分集的传输模式传统技术方法将两个相邻RE上的接收数据合并进行均衡，申请号为CN201210100145.X的发明《一种OFDM系统中传输分集检测方法及装置》提供了一种综合简化均衡和解调的方法，在接收天线数据后，先对接收的天线数据进行均衡和信噪比加权处理，基于进行均衡和加权后的软符号进行解调，由于先进行信噪比加权处理再进行解调，可以进行均衡和信噪比加权的联合运算，所以简化了运算量。但无论是传统技术手段或者上上述发明方案在解调时都需要计算均衡输出的符号与信噪比的乘积以得到加权软比特，其中信噪比分量是将估计的信道能量除以估计的噪声功率，而除法运算在硬件实现中是开销复杂的。申请号为CN201310274884.5的发明《一种正交幅度调制软比特解调方法及其装置》公开了一种更简化的解调方法，在待解调比特位对应的格雷星座复平面上预先确定每个星座点的所属分区，每个分区对应一条中垂线；确定包含待解调比特位的接收符号所在的分区，并计算到对应的中垂线的垂直距离，将该距离作为待解调比特位的软比特值。但仍然需要对每个RE上的接收符号进行加权信噪比的运算，因此复杂度仍是高的。

综上所述，发明人发现将现有技术应用在窄带无线通信接收机的基带信号接收中虽然是可行的，但由此设计出的基带单元其复杂度是高的，无法满足窄带无线通信终端极地成本的要求，同时发明人也注意到窄带无线通信的网络部署支持广度覆盖和深度覆盖，终端往往工作在信噪比低于传统LTE的无线网络环境中，一般认为工作信噪比区间在SNR= [-12 dB 0dB]范围，极端情况下也可能达到SNR=-20 dB，因此窄带无线通信终端需要在降低实现复杂度的同时克服低信噪比带来的技术挑战。此外，窄带无线通信的终端同时具有低移动性的特点，一般移动速度下的多普勒效应低于5Hz。

技术实现要素：

发明人注意到现有技术中存在的上述不足，因此设计了一种适用于窄带无线通信接收机的基带接收技术方案，满足终端极地成本的需要，同时在低信噪比、低移动性网络环境下仍达到系统性能的协议要求。

根据本发明的一个方面，提供了一种应用于窄带无线通信终端的基带接收方法，在低信噪比、低移动性网络环境下仍能较好地实现基带数据接收，并且其实现成本是极低的，所述方法包括下列步骤。

步骤一， 计算NRS导频位置的最小二乘LS估计值。

步骤二，对一个子帧内相同子载波位置的LS结果取平均，不同载波位置的LS结果加密，获得一列结果，

所述对不同载波位置的LS结果加密。是根据窄带无线小区的Cell-ID和天线端口将平均后的两列LS结果按照所在子载波位置排列成一列，分成下列情况

■若窄带无线小区的Cell-ID模3的结果小于3，

对天线端口0：

对天线端口1：

■若窄带无线小区的Cell-ID模3的结果大于等于3，

对天线端口0：

对天线端口1：。

步骤三，计算频域相关值，并按照相关结果区分不同的档位

所述计算频域相关值，是将同一OFDM符号上两个子载波位置的LS结果取相关值，并在子帧内对所有NRS导频的OFDM符号累积相关值；

较优地，所述计算频域相关值还包括对定时提前量所造成的相位偏移进行修正；

较优地，所述计算频域相关值还包括对当前子帧的相关值以及历史相关值之间进行alpha滤波。

所述步骤三和步骤二可以同时进行。

步骤四，述频域相关值确定的档位，对加密后的LS结果进行滤波，滤波系数为预先定义的多组系数中的一组，由所述频域相关值的档位来确定，并将滤波结果作为子帧上所有OFDM符号的信道估计值，

在具体实践的滤波过程中，先通过对加密后导频点位置的LS结果滤波获得14个RE位置的结果，然后根据窄带无线小区的Cell-ID截取出12个RE的滤波结果；

较优地，若所述频域相关值在最低相关性的档位，则只需对加密后的LS结果取平均，并作为所有RE上的信道估计滤波结果。

步骤五，根据所述的LS加密结果计算噪声功率

所述计算噪声功率，首先对加密后的LS结果进行平均获得平均信道估计值，然后遍历所有天线端口以及所有导频位置的LS估计值减去所述平均信道估计值的差值并取模平方，再累加，最后对累加结果除以天线端口数和导频位置个数，即为噪声功率值；

较优地，所述计算噪声功率，还包括对当前子帧的噪声功率计算结果和历史结果之间进行alpha滤波。

步骤五可以和步骤四并行进行。

步骤六，所获得的信道估计值和噪声功率估计值对接收信号进行MIMO检测和解调

进一步地，在解调时，只计算一个OFDM符号上RE的加权信噪比，作为所有OFDM符号对应RE上的加权信噪比。

根据本发明的另一个方面，提供了一种应用于窄带无线通信终端的基带接收装置，包含有下列模块。

模块M1， 最小二乘LS估计模块

接收无线信号，将NRS导频位置的接收信号除以本地生成的NRS导频序列，获得最小二乘LS估计值。

模块M2，LS结果平均和加密模块

对子帧内相同子载波位置的两列LS结果取平均，然后将对不同载波位置的LS结果加密合并成一列结果。

模块M3，频域相关值计算模块

将子帧内同一OFDM符号上两个导频符号的LS结果共轭乘，并累加计算相关值，获得当前子帧的频域相关值，若当前子帧的接收窗口起始时刻存在定时偏差，在计算所述频域相关值时还需要修正由于定时偏差带来的影响；

将当前子帧的频域相关值与历史统计的频域相关值之间进行alpha滤波；

最后根据所述频域相关值的虚部与实部商的绝对值分成不同的档位。

模块M4，频域滤波模块

所述频域滤波模块内部存有若干组频域滤波系数，根据频域相关值的档位取出其中一组对加密后的LS结果进行滤波，获得OFDM符号上各RE位置的信道估计；

特别地，若判断频域相关值在最低相关性的档位，则每个RE上的信道估计值相同，为加密后导频位置LS结果的平均；

频域滤波模块赋值子帧上所有OFDM符号上的信道估计都与所述OFDM符号上结果相同。

模块M5，噪声功率估计模块

所述噪声功率估计模块首先对加密的LS结果进行平均，获得该子帧的平均信道估计值；

然后对所有天线端口，所有导频位置的LS信道估计减去平均信道估计值后，取模平方再累加取平均值，获得当前子帧的噪声功率估计值；

最后，对当前子帧的估计结果和历史估计结果之间进行alpha滤波。

模块M6，MIMO检测和解调模块

所述MIMO检测和解调模块对接收信号进行MIMO检测和解调软比特，特别地，在计算加权信噪比时只计算一个OFDM符号的加权信噪比，作为子帧内所有OFDM符号的加权信噪比。

本发明的有益效果是，与传统LTE接收机的基带处理相比较在计算复杂度上省略了频域滤波系数计算、时域滤波等过程，且频域滤波、加权信噪比只需对一个OFDM符号进行，因而运算量大大降低。同时相比现有技术具有更好的抑制噪声效果，适合窄带无线通信网络环境低移动性和低信噪比的特点，接收机性能满足协议要求。

附图说明

图1 是本发明所公开的基带接收方法流程示意图。

图2 是窄带无线通信系统NRS导频物理映射的示意图。

图3 是本发明所公开的基带接收装置的示意图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，但并不用于限定本发明。本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。

实施例一

请参阅附图，本发明所公开的基带接收方法流程如图1所示，包含下列若干步骤。

步骤S101，利用NRS导频信号计算导频点位置的最小二乘LS估计值；

将接收到的NRS导频位置的接收信号除以本地生成的NRS导频，NRS导频所映射的物理资源位置如图2所示，根据协议约定NRS映射在每个时隙的最后两个OFDM符号，并且其在子载波上的偏移值由窄带无线小区的小区ID确定，NRS支持1或2（发送）天线端口，当只有1个天线端口时，另一个天线端口所映射的RE位置也要空出。

在工程实践中，由于NRS导频都是QPSK符号，除法可以等价地采用乘以本地导频共轭来实现，这样运算复杂度就降低了，

其中，上标p表示天线端口，下标（k，l）表示NRS导频所在的物理资源位置，k表示频域的子载波索引，l表示时域的OFDM符号索引，*表示取共轭运算。

步骤S102，对获得的4列LS结果取平均，并加密成一列。

首先，对相同子载波导频位置的两列OFDM符号的LS结果取平均，

这样，一个子帧内4列NRS导频的LS估计结果被缩减为2列。

然后，按照小区ID和NRS天线端口将上述的2列结果加密合并成一列， 合并后的排列如下，

■若小区ID模3的结果小于3，

对天线端口0 ：

对天线端口1 ：

■若小区ID模3的结果大于等于3，

对天线端口0 ：

对天线端口1 ：。

步骤S103，计算频域相关值，该步骤可以和步骤S102同时进行。

将子帧内同一OFDM符号上两个导频符号的LS结果取相关，并累积相关结果，

。

在工程实践中，有时接收的定时会出现偏差，每个子帧的接收窗口起始时刻和真实的子帧起始时刻存在TA的偏差（TA也被称为定时提前量），在计算相关结果时需要修正由于TA带来的影响，

其中，值根据工程中具体场景配置。

最后，计算频域相关值的虚部和实部的比值绝对值，将其分成不同的档位，比如为第一档，表示最低的相关性，......，为第N档。

步骤S104，根据判断的频域相关值的档位，对加密后的一列导频LS结果进行滤波，获得OFDM符号上各RE位置的信道估计。

记该OFDM符号上各RE位置上信道估计结果为。

若判断频域相关值在第一档（最低的相关性），则每个RE上的信道估计值相同，为加密后导频位置LS结果的平均。

若判断频域相关值在非第一档，则按照预先定义的该档位对应滤波系数对加密后导频位置LS结果进行频域滤波，

其中，是第n档的滤波系数。

在具体的滤波过程中，先通过4个导频点位置的LS结果加权成14个RE位置上的滤波结果，然后根据小区ID截取出OFDM符号上的12个RE的滤波结果。

赋值子帧上所有OFDM符号上的信道估计都与上述OFDM符号上结果相同。

步骤S105，根据LS加密结果计算噪声功率，该步骤可以和S104并行进行。

对步骤S103所获得加密后的一列LS结果进行平均，获得该子帧的平均信道估计值。

然后对所有天线端口p，所有导频位置的LS信道估计减去平均信道估计值后，取模平方再累加取平均值。

同频域相关性类似，由于窄带无线终端往往工作在低信噪比环境中，单个子帧的统计结果具有不稳定性，因此需要对当前子帧的统计结果和历史统计结果之间进行alpha滤波，并且在滤波时还需对每子帧除以AGC因子，消除射频AGC放大带来的影响。

其中△AGC为每个子帧的AGC因子。

步骤S106，根据所获得的信道估计值和噪声功率估计值对接收信号进行MIMO检测和解调。

如背景技术中的描述，窄带无线系统的下行只支持单天线发送和两天线发射分集的两种传输模式，

■若是单天线发送的传输模式，则一次处理1个RE上的接收数据（记为第i个RE），按照下式进行MIMO检测，

并计算加权信噪比和检测符号加权，

■若是两天线发射分集的传输模式，则一次处理2个SFBC的RE上的接收数据（记为第2i和第2i+1个RE），近似地，认为两个SFBC的RE信道是相同的，其值为信道估计值的平均

按照下式进行MIMO检测，

并计算信噪比和加权SNR，

以上运算中无论是单天线或者是两天线都有公共项信噪比的计算或，在一个子帧中的所有OFDM符号都是相同的，因此只需要计算一个OFDM符号的，而计算则只需对的结果取共轭。

由于是QPSK解调，只需分别取出实部和虚部的值即为输出的软比特，记Re(.), Im(.)分别表示取实部和虚部操作：

从以上步骤中看出本发明所公开的方法与传统的LTE接收机的基带处理过程相比较在计算复杂度上大大降低。首先在信道估计过程中，本发明中频域滤波系数来自于预定义，省略了滤波系数的计算过程，并且频域滤波只对一个OFDM符号进行，其运算量相当于现有方法的1/14（一个子帧有14个OFDM符号），此外在信道估计过程中还去除了计算时域滤波系数和时域滤波的过程。

其次，在MIMO检测和解调过程中，由于默认一个子帧中的OFDM符号上信道都是相同的，因此只需要计算一个OFDM符号的加权信噪比，而现有技术需要对每个RE上的接收符号进行加权信噪比的运算，因此采用本发明的方法加权信噪比的计算量也相当于现有方法的1/14。

综合上面的分析，本发明所公开的方法其运算量相对于现有技术大大降低。但另一方面，如背景技术中的描述，窄带无线通信终端的部署环境具有低移动性和低信噪比的特点，本发明方法信道估计过程中平均、加密的手段可以很好地起到降噪的效果，且利用低移动性特点只对一个OFDM符号进行频域滤波，信道估计的性能也不会下降。

实施例二

提供了一种应用于窄带蜂窝通信终端的基带接收装置，如图3所示，包括以下各模块。

M701，最小二乘LS估计模块，

接收无线信号，将NRS导频位置的接收信号除以本地生成的NRS导频序列，获得最小二乘LS估计值。

M702，LS结果平均和加密模块，

首先，该模块对子帧内相同子载波位置的两列LS结果取平均。

然后，该模块对不同载波位置的LS结果加密合并成一列结果，在合并时根据窄带无线小区的Cell-ID和天线端口进行排列，具体分成如下情况，

■若小区ID模3的结果小于3，

对天线端口0：

对天线端口1：

■若小区ID模3的结果大于等于3，

对天线端口0 ：

对天线端口1 ：。

M703，频域相关值计算模块

将子帧内同一OFDM符号上两个导频符号的LS结果共轭乘，并累加计算相关值，

并将当前子帧的频域相关值与历史统计的频域相关值之间进行alpha滤波。

在工程实践中，如果每个子帧的接收窗口起始时刻存在定时偏差，该模块在计算相关结果时还需要修正由于定时偏差带来的影响。

在获得频域相关值后，该模块据其虚部与实部商的绝对值分成不同的档位。

M704，频域滤波模块

频域相关值计算模块将频域相关值的档位发送至频域滤波模块，同时LS结果平均和加密模块将加密后的LS结果送至频域滤波模块。

频域滤波模块内部存有若干组频域滤波系数，根据频域相关值的档位取出其中一组对加密后的LS结果进行滤波，获得OFDM符号上各RE位置的信道估计。

其中，是第n档的滤波系数，然后根据小区ID截取出OFDM符号上的12个RE的滤波结果。

特别地，若判断频域相关值在第一档，则每个RE上的信道估计值相同，为加密后导频位置LS结果的平均：

频域滤波模块赋值子帧上所有OFDM符号上的信道估计都与上述OFDM符号上结果相同。

M705，噪声功率估计模块

LS结果平均和加密模块将加密后的LS结果输入到噪声功率估计模块。

噪声功率估计模块首先对加密的LS结果进行平均，获得该子帧的平均信道估计值。

然后对所有天线端口，所有导频位置的LS信道估计减去平均信道估计值后，取模平方再累加取平均值，获得当前子帧的噪声功率估计值。

最后，对当前子帧的估计结果和历史估计结果之间进行alpha滤波。

M706，MIMO检测和解调模块

频域滤波模块输入每个数据信道RE的信道估计值，同时噪声功率估计模块输入噪声功率估计值。

MIMO检测和解调模块对接收信号进行MIMO检测和解调软比特，特别地，在计算加权信噪比时只计算一个OFDM符号的加权信噪比，作为子帧内所有OFDM符号的加权信噪比。以进一步降低硬件的开销。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。