确定误差矢量幅度的方法及系统与流程

本发明属于通信技术领域，尤其涉及一种基于伪逆矩阵确定误差矢量幅度的方法及系统。

背景技术：

误差矢量幅度(evm，errorvectormagnitude)是指某个时间内理想无误差基准信号(或称参考信号)和实际所测量的信号之间的差别，可以表征为包含幅度分量和相位分量的复数。在无线通信系统中，数字信号的频带传输的基本过程是，发送端的基带信号经过正交调制之后，通过无线通信信道传输到接收端，然后，在接收端进行相应解调之后恢复出原始的基带信号。在该传输过程中，由于调制器产生的调制误差、射频器件质量、锁相环噪声、热噪声以及调制器设计偏差等因素，导致调制信号产生误差。该误差可以采用evm来衡量。准确的测量信号发射机的evm对于通信系统设计和发射机指标的衡量非常重要。为了提高evm的测量精度，需要在接收到信号后对估计信号传输过程中产生的误差并进行补偿，从而获得相对准确的参考信号。

对于正交调制的通信系统，例如，3g、lte等，信号分为iq两路，两路信号分别通过正交调制后再进行叠加产生射频信号。然而，在现有技术中确定发射机evm的方法存在的主要问题是，仅修正频率偏差和/或相位偏差，而对于iq相关的其他参数，例如，iq两路增益、iq两路直流偏置、iq相位不平衡等未予充分考虑，不能全面地校准信号传输过程产生的多种偏差。

因此，需要对现有技术进行改进，以解决上述问题。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的缺陷，提供一种通过伪逆矩阵求解的方法来高效率地估计iq相关参数，以获得精确地的evm。

根据本发明的一方面，提供了一种确定误差矢量幅度的方法。该方法包括以下步骤：

步骤1：接收来自于信号发射机的信号，得到基带信号；

步骤2：基于伪逆矩阵估计所述基带信号的iq相关误差参数；

步骤3：利用所述iq相关误差参数修正所述基带信号，得到修正的基带信号；

步骤4：基于所述基带信号和所述修正的基带信号确定所述信号发射机的误差矢量幅度。

在本发明的方法中，所述iq相关误差参数包括iq两路增益、iq两路直流偏置、iq相位不平衡参数中的一个或多个。

在本发明的方法中，步骤2包括：

步骤21：将所述基带信号表示为方程组：

其中，ii表示发射端导频序列第i个符号的实部，qi表示发射端导频序列第i个符号的虚部，n表示导频长度，i'i和q'i分别为基带信号导频段的实部和虚部，a1是发送过程中加在i路上的增益，a2是发送过程中加在q路上的增益，a和b分别为发送过程中引入的iq两路的直流偏置，α和β为调制时iq两路载波上角度，

步骤22：利用伪逆矩阵将所述方程组进一步表示为：

其中，令u⁺是u的伪逆矩阵；

步骤23：计算得出所述iq相关误差参数：

α＝arctan[c2(1)/c1(1)]

β＝-arctan[c1(2)/c2(2)]

a1＝c1(1)/cosα

a2＝-c1(2)/sinβ

a＝c1(3)/(a1e^jα)

b＝c2(3)/(a2e^jβ)

其中，c1(1)＝a1cosα，c1(2)＝-a2sinβ，c2(1)＝a1sinα，c2(2)＝a2cosβ，

在本发明的方法中，在步骤2之前，还包括对所述基带信号进行定时同步。

在本发明的方法中，在步骤2之前，还包括利用估计的频偏和相偏修正所述基带信号。

根据本发明的第二方面，提供了一种确定误差矢量幅度的系统。该系统包括：

用于接收来自于信号发射机的信号，得到基带信号的单元；

用于基于伪逆矩阵估计所述基带信号的iq相关误差参数的单元；

用于利用所述iq相关误差参数修正所述基带信号，得到修正的基带信号的单元；

用于基于所述基带信号和所述修正的基带信号确定所述信号发射机的误差矢量幅度的单元。

在本发明的系统中，所述iq相关误差参数包括iq两路增益、iq两路直流偏置、iq相位不平衡参数中的一个或多个。

根据本发明的第三方面，提供了一种接收机，该接收机包括本发明提供的确定误差矢量幅度的系统。

与现有技术相比，本发明的优点在于，可以基于伪逆矩阵方法获得多个iq相关误差参数的估计值，以对接收到的基带信号进行修正，从而得到更精确的evm值。

附图说明

以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：

图1示出了根据本发明一个实施例的确定evm的方法的流程图。

图2示出了根据本发明一个实施例确定evm的系统的功能单元示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案、设计方法及优点更加清楚明了，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

图1示出了根据本发明一个实施例的确定evm方法的示意流程图。如图1所示，根据本发明的方法包括下列步骤：

1)步骤s110，获得基带信号

在此步骤中，接收来自于信号发射机的信号，得到基带信号。

例如，当利用测试仪器(接收机)来测试信号发射机的evm时，待测的信号发射机经由射频线缆直接连接至测试仪器，测试仪器对信号进行射频接收，并变换为基带iq码片数据，得到基带信号。例如，对于td-lte系统，经过rrc层滤波后，得到的基带信号可以表示为(以第i组信号为例)：

其中，n为同步窗长，a1是发送过程中加在i路上的增益，a2是发送过程中加在q路上的增益，即a1和a2是在发送过程中分别加在iq两路上的增益；a和b分别为发送过程中引入的iq两路的直流偏置，α和β为调制时iq两路载波上角度，δfi为频偏误差，为相偏误差，n(i)为噪声，ts为采样周期，e^jα＝cos(α)+jsin(α)，e^jβ＝cos(β)+jsin(β)。

根据本发明的一个实施例，为了获得更准确的基带信号，接收端在接收到信号后，可以首先对信号进行预处理，例如，对信号进行平滑、滤波、均衡等处理，以削弱信号在传输过程中引入的噪声干扰、信号采样带来的码间干扰等的影响。

2)步骤s120，定时同步

为了校准由于多径衰落和多普勒频移等造成信号频率和时间的偏移，需进行符号同步，或称粗同步。

假设粗同步窗长为n，则信号编码i<n，其长度为突发长度加冗余长度，从取得各组信号数据，先对数据进行符号定位，而后进行样点定位，找到同步样点。

对于符号同步，将导频序列按照进行前后符号共轭，构造出新本地序列，将粗同步窗序列中的每个符号取出，构造出新序列；将新本地序列与新序列对位相乘求和求模得到相关模值，计算相关模值直到粗同步窗循环结束，得到相关峰，其中峰值点为粗同步点sych_p，根据下面的公式(2)计算粗频偏。

其中，表示粗频偏，angle函数用于求取复数信号角度，表示n组接收信号与理想导频序列共轭复乘后得到多个u2值，从中得到共轭复乘的最大值(即粗同步点sych_p处的u2值)，m为采样的内插倍数，ts为样点周期。

通过粗同步点sych_p及信号结构得到粗同步信号。将粗同步窗中的每组粗同步信号取出，求每组信号幅度方差，方差最小值对应点即为最佳同步点位置。通过符号定时同步的过程，可以初步得到粗同步信号以及频率偏差的粗略估计。将此步骤中获得的粗频偏代入公式(1)中的δfi来修正s2,n，得到s3,n。

对于不同标准下的通信信号，由于物理层的信号结构不同，定时同步的方法会有差异。例如，对于lte系统，取决于ofdm符号的固有结构，可采用多种算法来进行符号同步，如最大似然估计法、盲估计算法等。定时同步的基本过程属于现有技术，在此不再赘述。

3)步骤s130，估计频偏相偏

关于进一步的估计频偏(或称细频偏估计)，通常采用在发送端产生一个特殊的同步数据块，该数据块可以是一个符号，也可以是多个符号，该数据块可以由2个或多个相同的部分组成(即冗余数据)。在接收端，这些冗余数据之间仍然具有很大的相关性，通过观察相应的接收数据的相角偏移量,可以估计出系统的载波频偏。

例如，利用通信系统每一突发均至少含有两段长度相同的导频的特点，从s3,n取出此两段导频序列设为xp(i)与xq(i)，计算共轭复乘求和。根据公式(3)计算细频偏δf：

其中，fs为采样频率，m为采样的内插倍数，sum为导频序列共轭复乘求得的和，angle函数用于求取复数信号角度，ldp为导频序列的长度，ldata为两段导频序列中数据符号的个数，表示粗频偏。以上细频偏算法的频偏估计范围可以达到±5khz，估计精度在1hz以内。

对去除频偏后得到再利用计算相位部分余下的粗相位将中数据与导频段进行分段，计算每个分段的相位以及各个分段的相位均值，该相位均值即为细相偏则总的相偏为

4)s140，修正频偏相偏

利用已估计出的总的相偏修正s3,n中的值，得到s4,n。

5)s150，基于伪逆矩阵估计iq参数

通过分析公式(1)发现，估计i/q参数的过程实际上是对有限维的线性方程组求解的过程，由于此方程组系数矩阵为长方矩阵，故不可直接通过逆矩阵求解方程组，所以本发明引入伪逆矩阵法对方程组求解。伪逆矩阵是广义逆矩阵，其将利用逆矩阵求解方程组的方法拓展到非方阵系数的情况。伪逆矩阵可通过qr(正交三角)分解获得。

具体而言，对于步骤s110中的公式(1)的形式，可化简为：

其中，i和q分别为发射端信号导频段的实部和虚部，i'和q'分别为s4,n导频段的实部和虚部。

对公式(4)中关于i'和q'的两方程做矩阵运算分别得到：

其中，ii表示本地(发射端)导频序列第i个符号的实部，qi表示本地导频序列第i个符号的虚部，n表示导频长度，i'i和q'i分别为基带信号导频段的实部和虚部。

令：

u的伪逆矩阵表示为u⁺，根据公式(5)和(6)可得：

即可基于伪逆矩阵计算出列向量c1和c2中各元素的值，再根据所得到的列向量的值进行运算，得到iq相关的误差参数，包括两路增益参数a1和a2、iq两路直流偏置，参数a和b、iq相位不平衡参数α和β，即：

α＝arctan[c2(1)/c1(1)](10)

β＝-arctan[c1(2)/c2(2)](11)

a1＝c1(1)/cosα(12)

a2＝-c1(2)/sinβ(13)

a＝c1(3)/(a1e^jα)(14)

b＝c2(3)/(a2e^jβ)(15)

其中，c2(1)表示列向量c2中的第一个元素对应的值，其它以此类推，即有以下对应关系，c1(1)＝a1cosα，c1(2)＝-a2sinβ，c2(1)＝a1sinα，c2(2)＝a2cosβ，

可见，本发明将伪逆矩阵引入i/q相关误差参数的估计中，解决了长方矩阵的逆矩阵求解问题，使iq参数估计的效率和精确度均得到提升。

6)s160，修正iq相关参数

根据步骤s150中获得的iq相关参数修正s4,n中相应的参数，以进一步提高接收到的信号的精确度。

7)s170，获得参考信号

在该步骤中，首先将经步骤s160修正后得到的基带信号进行解调再调制，得到参考信号。例如，采用与发射机相同的调制方式对修正后的基带信号进行解调和再调制，以得到调制后的符号，即参考信号。在td-lte系统中，可以支持bpsk、qpsk、16qam、64qam等调制方式。对于调制和解调的具体过程属于现有技术，在此不再赘述。

8)s180，计算误差矢量幅度(evm)

根据下面的公式(16)计算evm：

在上式中，evm即误差矢量的均方根值与参考信号的均方根值的比值，并以百分比形式来表示。其中，s(n)表示i-q平面上接收信号的矢量形式，对应经过步骤s120和步骤s140修正后的基带信号，即s4,n，r(n)表示参考信号的矢量形式，对应步骤s170中获得的参考信号。

需要说明的是，虽然上文按照特定顺序描述了各个步骤，但是并不意味着必须按照上述特定顺序来执行各个步骤，只要能够实现所需要的功能即可。这些步骤中的一些可以并发执行或者是可选的。例如，对于步骤s120、步骤s130或步骤是s140，尽管在实际应用中，为了提高evm的计算精确度通常包含这些符号同步、频偏相偏的估计过程，但这些步骤并不是必须的，应理解，在这些步骤可选的情况下，evm计算公式中的s(n)可对应s2,n或s3,n，利用伪逆矩阵求解iq相关误差参数的过程同样适用。

9)判断是否是最小evm

在此步骤中，搜索多组信号的evm值，选择最小的evm进行输出或上报。

综上所述，本发明利用伪逆矩阵法可以同时估计出多个iq误差参数，以校准接收到的基带信号，从而能够得到较精确的参考信号，计算出准确反应信号发射机性能的evm。

图2示出了根据本发明一个实施例的确定evm的系统的功能单元示意图。

与图1所示的方法相对应，图2所示系统包括信号接收单元210、定时同步单元220、频偏相偏估计单元230、频偏相偏修正单元240、iq相关误差参数估计单元250、iq相关误差参数修正单元260、参考信号计算单元270和误差矢量幅度确定单元280。

信号接收单元210，用于接收来自于信号发射机的信号，得到基带信号。

定时同步单元220，用于计算粗频偏，以修正接收到的基带信号。

频偏相偏估计单元230，用于计算细频偏和细相偏。

频偏相偏修正单元240，用于根据获得的细频偏和细相偏进一步修正接收到的基带信号。

iq相关误差参数估计单元250，用于基于伪逆矩阵法估计iq相关的误差参数。

iq相关误差参数修正单元260，用于利用所述iq相关误差参数修正基带信号。

参考信号计算单元270，用于对修正的基带信号进行解调再调制，得到参考信号。

误差矢量幅度确定单元280，用于基于获得的参考信号和修正的基带信号确定所述信号发射机的误差矢量幅度。

根据本发明的实施例，提供了确定evm的方法和系统，可以用于多种通信标准下的测试技术或测试设备中，例如，用于wlan、lte或3g终端的evm测量。

根据本发明的方法和系统可以应用于测量接收机的evm指标，例如用于测试仪器中，以确定基站或终端的evm，或者应用于基站中，用于根据从终端接收到的信号来确定终端的evm。

虽然已经通过例子对本发明的一些特定实施例进行了详细说明，但是本领域的技术人员应该理解，以上例子仅是为了进行说明，而不是为了限制本发明的范围。本领域的技术人员应该理解，可在不脱离本发明的范围和精神的情况下，对以上实施例进行修改。本发明的范围由所附权利要求来限定。