LTE‑V2X系统的解调参考信号的模式设置方法与流程

本发明属于无线通信领域，涉及无线通信中车联网的物理层设计，具体为基于长期演进系统车联网(lte-v2x)系统解调参考信号(dmrs，demodulationreferencesignal)的模式设计。

背景技术：

近年来，4g网络进入大规模商用阶段，为顺应未来爆炸性数据流量增长、海量设备接入和各类新业务与多样应用场景的发展趋势，面向2020年及未来的第五代移动通信系统(5g)，又称为imt-2020，成为全球研发的热点。终端直通(d2d，devicetodevice)技术作为5g关键无线技术之一，也成为当前的热门研究方向，车联网(v2x)作为增强的d2d通信，如今也处于快速的发展阶段。现在大量的汽车已经配备了3g/4g调制解调器并可以作为蜂窝网络的终端进行工作，我们预计在5g时代，车辆将被更紧密地集成到网络中并发挥更重要的作用。通过v2x系统，还可以搭建车辆、行人以及路侧基础设施之间的信息交互桥梁，为交通参与者提供全时空的、高可靠的交通信息，实现人—车—路的充分协同，交互位置和速度等关键安全信息，从而有效提升道路通行效率。

lte-d2d中双方通信的设备之间主要是静止或者低速移动，而在车联网应用中车辆移动速度高，同时考虑lte-v2x工作在6ghz频段，为了克服高速移动(最大相对速度能达到500km/h甚至更高)和高载频带来的频率偏移(最大多普勒频移达到了2800hz)，提升信道估计性能，进行了dmrs增强：在r12d2d基础上，将dmrs序列加密，将dmrs序列从2列增加为4列，即对应的dmrs模式的帧结构为：时间方向的dmrs间隔为3(即每间隔两个符号位置，布置一个dmrs符号)、频域方向的dmrs间隔为1(即频域方向全部插入dmrs)。虽然现有dmrs模式能够对抗较大的多径时延，但能估计的最大多普勒频移小于2800hz，采用此dmrs模式进行信道估计时会存在较大的误差，且dmrs外sc-fdm(单载波频分多路传输)符号处的信道值，需要进行外插，会进一步降低信道估计精度，导致lte-v2x在高速移动环境中的性能较差。同时，lte-v2x系统现有dmrs模式的dmrs开销很大，达到了28.57％，频谱利用率较低。

技术实现要素：

本发明的发明目的在于：针对lte-v2x系统现有dmrs模式在高速移动环境下性能较差的问题，本发明提出了新的dmrs模式，适用于lte-v2x系统系统的高速移动场景。

本发明设计了三种新的dmrs模式，各帧结构分别如下：

(1)频域方向的dmrs间隔为6，时间方向dmrs间隔为1，即时间方向全部插入dmrs。从而使得lte-v2x系统可以应对的多普勒频移范围显著提升，最大多普勒频移可以达到6000hz以上，而dmrs开销占系统的20％以下。

(2)频域方向的dmrs间隔为6，将时间方向上的sc-fdm符号位置均分为两部分：前部分、后部分，并分别从前部分、后部分的起始位置开始布置dmrs，且各部分的dmrs间隔均为2。通过增大本发明第一种dmrs模式在时间方向上的dmrs间隔，降低了本发明的第一种dmrs模式的冗余(时间方向的冗余)，进一步降低了dmrs的开销，且使得dmrs开销仅占系统的10％以下。

(3)频域方向的dmrs间隔为3，将时间方向上的sc-fdm符号位置均分为两部分：前部分、后部分，并分别从前部分、后部分的起始位置开始布置dmrs，且各部分的dmrs间隔均为2。与本发明的第二种dmrs模式相比，进一步提升了dmrs处的信道值估计精度，且保证dmrs开销占系统的20％以下，即在dmrs开销和信道估计精度之间进行了折中处理，以达到较好的性能。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

1)能够对抗2800hz以上的多普勒，减小了dmrs在时域方向上的间隔，能够更好地应对快时变信道，提高了v2x系统在高速移动环境下的信道估计精度；

2)降低了频域方向上dmrs的密度，同时满足了频域方向上信道估计的要求，从而使得dmrs开销减小、频谱利用率提高；

3)不需要进行时间方向上的信道外插，进一步提高了v2x系统的信道估计精度。

附图说明

图1为lte-v2x系统的原理框图。

图2为lte-v2xdmrs模式，包括现有的dmrs模式(简称模式1，对应图2-1)和本发明提出的三种dmrs模式(分别简称模式2、模式3和模式4，对应图2-2、2-3、2-4)。

图3为多普勒频移为300hz时，时间方向线性内插，不同dmrs模式下的ber性能曲线。

图4为多普勒频移为300hz时，时间方向线性内插，不同dmrs模式下的mse曲线。

图5为多普勒频移为1000hz时，时间方向线性内插，不同dmrs模式下的ber性能曲线。

图6为多普勒频移为1000hz时，时间方向线性内插，不同dmrs模式下的mse曲线。

图7为多普勒频移为2000hz时，时间方向样条内插，不同dmrs模式下的ber性能曲线。

图8为多普勒频移为2000hz时，时间方向样条内插，不同dmrs模式下的mse曲线。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合实施方式和附图，对本发明作进一步地详细描述。

参加图1，现有的lte-v2x系统主要包括比特流生成模块、信号发射/信号接收模块、dft/idft模块、dmrs生成模块、映射/解映射模块(由选择的dmrs模式决定)、加cp/去cp模块以及利用drms的信道估计模块，其详细过程为：在发射端，比特流生成单元生成系统所需的二进制比特流数据b，经过信号调制，如qpsk，得到复数信号d，通过m点dft(离散傅里叶变换)扩展得到s，然后通过子载波映射将s和生成的解调参考信号r映射(映射方式与采用的dmrs模式有关)到资源网格g中，之后将输入ifft(快速傅里叶逆变换)单元得到x，再添加cp(循环前缀)得到sc-fdm符号，最后经过并串转换得到信号信号经过信道得到在接收端，接收单元用于获取接收信号对信号去cp、fft(快速傅里叶变换)以及子载波解映射得到频域资源网格通过发射端所选的dmrs模式进行解映射得到频域信号和接收到的解调参考信号利用进行信道估计，接着进行均衡，再通过m点idft(离散傅里叶逆变换)得到估计的最后对信号进行解调制得到估计的二进制比特流数据

由以上过程可以看出，lte-v2x系统的dmrs模式决定着系统在频域资源网格的映射和解映射，更为重要的是，dmrs模式会直接影响着信道的估计精度，从而影响着系统的解调性能。lte-v2x系统现有的dmrs模式(模式1)，如图2中(1)所示，dmrs的位置为sc-fdm符号#2、#5、#8和#11(sc-fdm符号以#0开始)，横轴表示时间方向，纵轴表示频域方向，设频域方向的drms间隔为df，则信道能对抗的最大时延为：其中δf为子载波间隔，则最大时延的范围为：τmax≤1/(2df·δf)。设时间方向的drms间隔为dt，则现有dmrs模式能对抗的最大多普勒为：其中ts＝t+tcp，t＝1/δf为sc-fdm符号的周期，tcp为循环前缀的长度。则最大多普勒频移的取值范围为：然而，通过计算发现，lte-v2x系统现有的dmrs模式不能满足lte-v2x系统在高速移动场景下的应用，利用上述dmrs模式进行信道估计会存在一定的误差，且drms外sc-fdm符号处的信道值需要进行外插，会进一步降低信道估计精度。此外，通过下式可以计算出lte-v2x系统的dmrs开销：进而发现lte-v2x系统现有dmrs模式的dmrs开销也很大，导致频谱利用率较低。

当载波频率为fc＝6ghz，最大的相对速度为v＝500km/h时，信道的最大多普勒频移为：fd＝fcv/c，其中c为光速，通过计算可以得到fd＝2777.78hz，其信道的相干时间为0.15ms。而v2x系统现有的dmrs模式(模式1)如图2-1所示，dmrs的位置为sc-fdm符号#2、#5、#8和#11(sc-fdm符号以#0开始)，横轴表示时间方向，纵轴表示频域方向。通过图2-1可知，时间方向的drms间隔为dt＝3，则此种dmrs模式能对抗的最大多普勒为：

对于lte-v2x系统10mhz带宽下，t＝66.67us，tcp＝5.2us，ts＝t+tcp，图2-1中dmrs模式1能估计的最大多普勒频移为2319hz。dmrs模式1在一个资源块的dmrs开销为：其开销相对较高，降低了频谱利用率。

由于频域方向全部插入drms，则dmrs模式1可以对抗较大的多径时延，由τmax≤1/(2df·δf)(其中df＝1)得到模式1可以对抗的多径时延为33.34us。

在对上述dmrs模式(模式1)进行信道估计时，只需对时间方向信道估计即可。但是当相对速度为500km/h时，信道的最大多普勒为2777hz，则利用上述dmrs模式进行信道估计会存在一定的误差，且drms外sc-fdm符号处的信道值，需要进行外插，会进一步降低信道估计精度。

因此，本发明提出了三种lte-v2x系统中新的dmrs模式，如图2-2、2-3、2-4所示，分别表示dmrs模式2、模式3和模式4，下面对本发明提出的dmrs模式对抗的最大时延、最大多普勒以及dmrs开销的分析如下：

图2-2表示lte-v2x系统dmrs模式2的帧结构，即频域方向drms间隔为6，时间方向全部插入drms(即时间方向的drms间隔dt＝1)，对于lte-v2x10mhz系统，t＝66.67us，tcp＝5.2us，dt＝1，则能估计的最大多普勒频移为：因而dmrs模式2可以很好地满足v2x在时间方向信道估计的要求；同时频域方向drms间隔为df＝6，则信道能对抗的最大时延为：其中δf＝1/t＝15khz，则最大时延的范围为τmax≤t/2df＝t/12＝5.5us。即在子载波间隔为6时，lte-v2x系统能对抗的最大时延为5.5us。通过分析v2x系统时频方向能对抗的最大多普勒和最大时延可知，模式2的dmrs设计可以满足lte-v2x信道估计的要求。模式2的drms开销为：因而本发明设计的dmrs模式2既可以满足lte-v2x系统下高多普勒信道估计的要求，dmrs开销相对于模式1较低。所以模式2是lte-v2x较优的dmrs模式，可用于lte-v2x系统快变信道的信道估计。

当时间方向全部插入drms时，信道能对抗的最大多普勒为6957hz，而lte-v2x最大多普勒为2778hz，所以时间方向全部插入dmrs有一定的冗余，为了进一步降低dmrs的开销，本发明提出dmrs模式3。图2-3表示该dmrs模式3的帧结构，即频域方向drms间隔为6，时间方向drms间隔为2，则能估计的最大多普勒频移为3478hz，lte-v2x系统的最大多普勒为2777.78hz，则上述drms设计可以很好的满足时间方向信道估计的要求。频域方向drms间隔为df＝6，则信道能对抗的最大时延为5.5us。

通过分析时频方向能对抗的最大多普勒和最大时延可知，模式3的drms设计可以满足lte-v2x信道估计的要求，且drms开销低于模式2的drms开销。模式3的drms开销为：因此，模式3是lte-v2x较优的dmrs模式，可用于lte-v2x系统快变信道的信道估计。

为了进一步提升drms处的信道值估计精度，本发明提出了dmrs模式4，该drms模式在drms开销和信道估计精度之间折中，可达到较好的性能。通过增加频域方向的drms间隔，可以更好的提高drms处的信道值精度。图2-4表示lte-v2x系统dmrs模式4的帧结构：即频域方向drms间隔为3，时间方向drms间隔为2，则信道对抗的最大多普勒频移为3478hz。lte-v2x系统的最大多普勒为2777.78hz，则上述导频设计可以很好的满足时间方向信道估计的要求，频域方向的drms间隔为df＝3，则信道能对抗的最大时延为11.11us。

通过分析时频方向能对抗的最大多普勒和最大时延可知，模式4的dmrs设计可以满足lte-v2x信道估计的要求，dmrs开销为：综合考虑dmrs开销和信道能对抗的最大时延和最大多普勒可知，模式4是lte-v2x较优的dmrs模式，可用于高速移动环境下lte-v2x系统的信道估计。

这里基于信道估计的角度分析了4种lte-v2x的dmrs模式，模式1是v2x系统中现有的dmrs模式，后3种是根据信道的性质提出的dmrs模式，总结如表1所示，分析了4种dmrs模式能对抗的最大时延和最大多普勒，以及dmrs开销。

表1

由此可以看出，与dmrs模式1相比，本发明提出的dmrs模式2、模式3和模式4不仅都能满足v2x时间方向信道估计的要求，而且dmrs的开销也大大降低，频谱利用率有所提高。

实施例

在仿真时，信号为v2x标准10mhz带宽下的传输模式，其中信道带宽为b＝10mhz，子载波间隔为δf＝15khz，在1/3turbo码率条件下，采用dmrs模式1、模式2、模式3和模式4，仿真调制方式为16qam下系统的ber(误码率)曲线和mse(均方误差)曲线，移动信道参数如表2所示。时间方向上采用的信道内插算法为线性内插或样条内插，采用的信道外插算法为二次指数平滑算法；频域方向上采用的信道估计方法mmse(最小均方误差)内插或kaiser内插。

表2

图3和图4分别表示时间方向上线性内插、多普勒频移为300hz时不同dmrs模式下的ber曲线和mse曲线，通过图3和图4可以看出，低速条件下，dmrs模式4的性能最好，dmrs模式2和模式3次之，比dmrs模式2差约1db，dmrs模式1的性能最差，这是由于dmrs模式1需要外插4个ofdm符号使得信道估计精度比较差导致的，而相比模式2和模式3，模式4在对抗多径时延的效果更好。

图5和图6分别表示时间方向上线性内插、多普勒频移为1000hz时不同dmrs模式下的ber曲线和mse曲线，通过图5和图6可以看出，多普勒频移为1000hz时，dmrs模式2和4的性能最好，dmrs模式3的性能次之，dmrs模式1的性能较差且比多普勒频移为300hz时的性能差很多，这主要是因为dmrs模式1的dmrs结构在时域方向上密度较小，在快时变信道下的线性内插误差较大，导致信道估计精度比较差，随着多普勒频移的增大，性能急剧下降。

图7和图8分别表示时间方向上线性内插、多普勒频移为2000hz时不同dmrs模式下的ber曲线和mse曲线，通过图7和图8可以看出，多普勒频移为2000hz时即高速移动环境下，dmrs模式2和4的性能最好，drms模式3的性能次之，dmrs模式1此时的ber性能极差。由图7可以看出，频域方向的信道估计方法采用mmse时，模式2的性能比模式4的性能好1db；频域方向的信道估计方法采用kaiser方法时，模式2的性能却要比模式4的性能差2db左右。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。