本公开涉及用于射频(rf)发射器的功率和相位自感测电路，例如，雷达发射器。
背景技术：
一些射频(rf)发射器包括被配置为测量发射信号的功率和/或相位的自感测电路。例如，用于77千兆赫(ghz)汽车雷达系统的rf发射器通常包括自感测电路。功率测量对于确保rf发射器不违反关于最大发射功率的规则和规定很重要。相位测量对于rf发射器的多输入和多输出(mimo)应用很重要。
一种类型的自感测电路包括用于功率和相位的单独组件。二极管对正在发射的rf信号进行平均，并生成与rf信号的功率成比例的直流(dc)电压。rf信号由本地振荡器(lo)信号生成，使得rf信号具有与lo信号相同的频率。双边带混合器接收rf信号和lo信号，并且生成具有与rf信号和lo信号之间的相移成比例的dc电压的中频(if)信号。自感测电路的挑战是相位模糊，因为if信号的dc电压可能对应于两个不同的相位。例如，dc电压可能对应于极坐标系的左半球或右半球的相位。
解决相位模糊的一个方案是使用附加组件(iq调制器)，以在信号传递到双边带混频器之前，向上和/或向下移动rf信号或lo信号的相位。例如，通过调整iq调制器的同相(i)信号和iq调制器的正交(q)信号，rf或lo信号的相位可以由iq调制器移位。根据if信号的dc电压如何响应于相移而改变，可以在没有相位模糊的情况下确定rf信号和lo信号之间的相位。
当自感测电路提供功率和相位测量时，它依赖于多个组件。例如，自感测电路具有用于具有相位模糊度的功率和相位测量的两个组件，以及用于没有相位模糊度的功率和相位测量的三个组件。多个组件在集成电路(ic)或印刷电路板(pcb)中消耗大量的面积。此外，多个组件导致较长的测试和验证时间、以及较高的故障率。因此，多个部件导致成本较高。
技术实现要素：
本公开提供了具有用于测量射频(rf)信号的功率和相位的单个部件(iq解调器)的自感测电路。iq解调器将rf信号降频转换成同相(i)信号和正交(q)信号，其包括在二维(2d)笛卡尔坐标系中共同表示功率和相位的各自的直流(dc)电压。然后可以通过将由dc电压定义的2d笛卡尔坐标转换为极坐标系，从i和q信号计算功率和相位。例如，功率可以是通过将i信号的dc电压的平方和q信号的dc电压的平方相加而计算得出的和的平方根。作为另一示例，可以通过使用dc电压的符号确定辐射象限(radialquadrant)、使用反正切来计算dc电压之间的角度并且校正所确定的辐射象限的角度，来不含相位模糊地确定相位。
有利地，自感测电路使用单个部件(iq调制器)来提供功率和相位测量。因此，在集成电路(ic)中或印刷电路板(pcb)上消耗少量的面积，并且测试和验证时间小，从而保持低成本。此外，自感测电路可以有利地测量相位，而不含相位模糊。
附图说明
图1示出了具有用于功率和相位的自感测电路的射频(rf)发射器的一些实施例的框图。
图2a示出了图1的本地振荡器(lo)和rf信号的一些实施例的曲线图。
图2b示出了由图2a的lo和rf信号生成的图1的同相(i)和正交(q)信号的一些实施例的曲线图。
图3a示出了分别描述图1的i和q信号在不同相位上的直流(dc)电压的dc电压曲线的一些实施例的曲线图。
图3b示出了用于演示沿图3a中的线的相位的计算的、二维(2d)笛卡尔坐标系的一些实施例的示图。
图4a示出了分别描述图1的i和q信号在不同功率下的dc电压的dc电压曲线的一些实施例的曲线图。
图4b示出了用于演示沿图4a中的线的功率的计算的、2d笛卡尔坐标系的一些实施例的示图。
图5示出了其中可以布置图1的rf发射器的雷达系统的一些实施例的框图。
图6示出了用于确定rf信号的功率和相位的方法的一些实施例的框图。
具体实施方式
以下详细描述将参考构成本公开的一部分的附图，并且为了说明的目的，示出了特定示例性实施例，由此可以实际上实现本公开。应当理解，可以采用其他示例性实施例，并且可以实现结构性和其它变化，而不超出本公开的保护范围。因此，以下详细描述不应被视为限制性的。相反，本公开的保护范围仅由所附的专利权利要求定义。
参考图1，提供了具有用于功率和相位的自感测电路104的射频(rf)发射器102的一些实施例的框图100。rf发射器102可以例如在汽车雷达系统内使用。如图所示，本地振荡器(lo)106被配置为生成被提供至多个发射元件110和自感测电路104的lo信号108。为了便于说明，只有一个发射元件110被标记。在一些实施例中，lo106是电压控制的，并且被配置为基于振荡器控制(oc)信号112来生成lo信号108。例如，lo106可以以与oc信号112的直流(dc)电压成比例的频率生成lo信号108。lo信号108可以例如是正弦波，和/或可以例如具有约76-77千兆赫(ghz)的频率。
在一些实施例中，lo信号108通过缓冲放大器114和/或lo分离器116提供给发射元件110和自感测电路104。缓冲放大器114被配置为通过发射元件110和自感测电路104防止lo106的加载，这是因为这种加载可能负面地影响lo106的性能。例如，缓冲放大器114可以在lo106的输出阻抗和输入阻抗(去往一个或多个下游部件，例如lo分离器116)之间转换。此外，在一些实施例中，缓冲放大器114具有单位增益，故lo信号108在通过时基本上不变。lo分离器116被配置为将lo信号108分离、并分配到发射元件110和自感测电路104。在一些实施例中，lo分离器116包括多个分流放大器118，其被配置为补偿由分离lo信号108产生的信号损失。为了便于说明，只有一个分离放大器118被标记。此外，在一些实施例中，lo信号108在lo分离器116之后具有与在lo分离器116之前相同的功率。
发射元件110被配置为向对应的天线120和多路复用器122提供从lo信号108生成的对应rf信号124。为了便于说明，天线120中的仅有一个和rf信号124中的仅有一个被标记。天线120被配置为将rf信号124转换成无线电波，并且可以是例如金属结构。复用器122被配置为基于选择信号128来选择rf信号124中的一个，并输出所选择的rf信号130。发射元件110包括对应的发射放大器132和对应的发射分离器134。例如，发射元件110和发射放大器132、和/或发射元件110和发射分离器134之间可以存在一一对应关系。
发射放大器132被配置为将lo信号108放大到rf信号124中。此外，在一些实施例中，发射放大器132基于相应的功率控制(pc)信号136放大lo信号108。例如，发射元件可以以与对应的pc信号的dc电压成比例的增益来放大lo信号108。例如，pc信号136可以被设置或以其他方式定义，用于rf发射器102的多输入和多输出(mimo)和/或波束成形应用。为了便于说明，仅一个pc信号136被标记。由于rf信号124通过lo信号108的放大来生成，所以rf信号124具有与lo信号108相同的频率和波形。然而，rf信号124相对于lo信号108经历相移，这是因为存在例如由诸如发射放大器132的发射元件110的组件引入的信号延迟。
发射分离器134被配置为将rf信号124分离、并分配到天线120和多路复用器122。在一些实施例中，发射分离器134是被配置为将rf信号124作为主rf信号124a传递到相应天线120、并且将rf信号124作为耦合的rf信号124b传递到多路复用器122的定向耦合器。主rf信号124a可以不变或相对于rf信号124具有最小的信号损失，而耦合的rf信号124b可以具有相对于rf信号124的信号损失，并且仅在一个方向上耦合到rf信号124。
自感测电路104被配置为测量所选择的rf信号130的功率和相位，并且是或包括iq解调器138。iq解调器138被配置为将lo信号108和所选择的rf信号130降频转换为同相(i)信号140和正交(q)信号142，它们具有正交关系且共享共同的频率和波形。总之，i和q信号140、142表示所选择的rf信号130的功率和相位，其中所选择的rf信号130的相位与lo信号108相关。i和q信号140、142的dc电压可以认为是二维(2d)笛卡尔坐标系中的坐标，而功率和相位可以被认为是通过将2d笛卡尔坐标转换为极坐标系而确定的极坐标系中的坐标。
在一些实施例中，iq解调器138包括一对混频器144a、144b和0/90度移相器146。混频器144a、144b可以是例如双边带混频器，并且0/90度移相器146可以是例如正交混合耦合器。0/90度移相器146被配置为将lo信号108分成第一和第二lo信号108a、108b，第一和第二lo信号108a、108b分别具有零度相移和90度相移。混合器144a、144b被配置为将所选择的rf信号130分别与第一和第二lo信号108a、108b混合，以分别生成i和q信号140、142。
功率和相位计算模块148被配置为从i和q信号140、142计算所选rf信号130的功率和相位。此外，在一些实施例中，由于计算出的相位与lo信号108相关，故功率和相位计算模块148校正计算出的lo信号108的相位偏移的相位。例如，可以在rf发射器102的校准或测试期间确定lo信号108的相位偏移，和/或其可以从计算的相位中减去。功率和相位计算模块148可以例如由模拟或数字电路装置实现，和/或可以例如由电子处理器或微控制器实现。
例如可以根据等式(1)，通过将i信号140的dc电压idc的平方和q信号142的dc电压qdc的平方相加，并且随后计算总和的平方根，来计算功率p。
所计算的功率与所选rf信号130的实际功率成比例，因此可用于监视rf发射器102的发射功率，并确保rf发射器102不违反关于最大发射功率的规则和规定。例如，可以使用在计算功率和实际功率之间转换的模型或查找表，将计算出的功率转换为实际功率。
在一些实施例中，根据等式(2)，通过将q信号142的dc电压qdc除以i信号140的dc电压idc，然后依次计算商的反正切，来计算相位ph。
所计算的相位与所选rf信号130的实际相位成比例，因此可用于rf发射器的mimo和波束成形应用。然而，计算的相位经历相位模糊，因为所计算的相位在0至180度范围内仅是唯一的，但可以对应于0至360度范围内的两个不同相位。因此，在其他实施例中，根据等式(3)计算相位ph以实现360度的分辨率。如等式(3)所示，当计算相位时，考虑i和q信号140、142的dc电压idc、qdc的符号。
有利的是，自感测电路104测量不含相位模糊的功率和相位，并且利用单个部件iq解调器138来进行测量。因此，在集成电路(ic)中或印刷电路板(pcb)中消耗面积较少，并且测试和验证的时间较少，从而降低了成本。虽然功率和相位计算模块148从i和q信号140、142计算功率和相位的更多直接表示，但是它不被认为是自感测电路104的部件，因为它仅操控i和q信号140、142的功率和相位测量。此外，由于功率和相位计算模块148可以以软件实现，并且现代rf系统通常包括微控制器或电子处理，所以功率和相位计算模块148不太可能将额外的组件添加到现代rf系统。
在其他实施例中，rf发射器102可以被限制为单个发射元件。在这样的其他实施例中，复用器122可以被省略，并且自感测电路104可以直接电耦合到单个传输元件。此外，在其他实施例中，iq解调器138可以用另一类型的单边带混频器代替，和/或可以省略功率和相位计算模块148。更进一步地，在其他实施例中，一个或多个移相器(未示出)可以沿着发射元件110的一个或多个相应的发射路径布置。例如，移相器可以被布置在发射放大器和发射分离器之间。例如，当相应的rf信号抵消或以其他方式干扰另一个rf信号时，一个或多个移相器可以被用于移位该相应rf信号的相位。这可以在例如rf发射器102的校准期间确定，其中自感测电路104用于测量rf信号124的相移。如果两个rf信号异相大约180度，则两个rf信号相互抵消或以其他方式相互干扰，并且可以添加移相器以移位两个rf信号中的一个。
参考图2a，提供了图1的lo信号108和所选择的rf信号130的一些实施例的曲线图200a。从轴对应于以伏特为单位的幅度，主轴对应于以秒为单位的时间。如图所示，lo信号108和所选择的rf信号130是相互偏移大约90度、并且共享相同频率的正弦波。此外，lo信号108具有约-90度的相位偏移。
参考图2b，提供了图1的i和q信号140、142的一些实施例的曲线图200b。从轴对应于以伏特为单位的幅度，主轴对应于以秒为单位的时间。如图所示，i和q信号140、142是利用图1的iq解调器138对lo和所选择的rf信号108、130进行降频转换的结果。i和q信号140、142是相互偏移90度、并且共享相同频率的正弦波。此外，i和q信号140、142分别具有约-0.12伏和约0.12伏的dc电压。这些dc电压由线路202、204突出显示，并且有利地允许计算所选择的rf信号130的相位和功率。
参考图3a，提供了分别用于图1的i和q信号140、142的dc电压曲线302、304的一些实施例的曲线图300a。dc电压曲线302、304描述了在图1的所选择的rf信号130的相移范围上的i和q信号140、142的dc电压idc、qdc，而所选择的rf信号130的功率是恒定的。从轴对应于以伏特(v)为单位的dc电压idc、qdc，主轴对应于以度(°)为单位的、所选择的rf信号130相对于图1的lo信号108的相移。
如图所示，dc电压曲线302、304是共享共同频率、并且正交的正弦波，使得dc电压曲线302、304相对于彼此按照相移系统地改变，并且彼此系统地相关。由于dc电压曲线302、304都以相移方式系统地改变，所以i和q信号140、142中的一个可用于使用在dc电压和相位之间转换的模型或查找表来确定相移。但是，这种方法有一些挑战。
来自i和q信号140、142中的一个的dc电压可以对应于除了dc电压的最小值和最大值之外的两个相位，使得相移确定被限制为0至180度的分辨率。例如，如线ab所强调的，约-0.05伏特的dc电压可以分别对应于点a和b处的大约60和210度的相位。没有附加信息，不能容易地评估两相中的对应于约-0.05伏的dc电压的一相。另外，如下文所述，dc电压曲线302、304基于所选择的rf信号130的功率而改变，使得模型或查找表也必须考虑功率。
上述挑战的一个解决方案是使用i和q信号140、142来确定相移。虽然数学证明超出了本申请的范围，但是i和q信号140、142的性质之一是i和q信号140、142的dc电压idc、qdc共同编码所选择的rf信号130的相位作为2d笛卡尔坐标。因此，通过将2d笛卡尔坐标转换为极坐标，可以提取所选择的rf信号130的相位，而不考虑功率和/或分辨率为0至360度。例如，可以使用上述等式(2)和(3)来从2d笛卡尔坐标提取相移。
参考图3b，提供了2d笛卡尔坐标系的一些实施例的示图300b，以演示沿图3a的线cd的相位的计算。横轴对应于图1中的i信号140，纵轴对应于图1中的q信号142。如图所示，线cd上的i和q信号140、142的dc电压idc、qdc分别为约0.09伏和-0.14伏，并且在点e处共同定义2d笛卡尔坐标。使用三角法，2d笛卡尔坐标被转换成具有表示线cd上的相移的极角θ的极坐标。方程(2)和(3)描述了以180度和360度的分辨率分别识别极角θ的两种方法。
在一些实施例中，通过将图3a的点d处的q信号142的dc电压qdc除以图3a的点c处的i信号140的dc电压idc，并随后取商的反正切，来确定极角θ。这导致极角θ约为-57度。然而，-57度不对应于大约260度的线cd的角度。在极角θ为负的一些实施例中，将其转换为0至360度的范围。例如，可以通过向极角θ添加360度来进行转换，从而为极角θ得到303度。此外，在一些实施例中，iq解调器138将相移引入到i和q信号140、142中，使得校正因子可以被加到极角θ上。例如，如图3a中的0度的相位所示，iq解调器138引入大约45度的相移，使得可以将-45度校正因子加到极角θ上。这为对应于线cd的极角θ得到约260度。
参考图4a，提供分别用于图1的i和q信号140、142的dc电压曲线402、404的一些实施例的曲线图400a。dc电压曲线402、404描述了在图1的所选择的rf信号130的功率范围上的i和q信号140、142的dc电压，而所选择的rf信号130的相移是恒定的。从轴对应于以伏特为单位的dc电压，主轴对应于以分贝为单位的功率，参考1毫瓦(dbm)。
如图所示，dc电压曲线402、404是彼此的镜像，并且分别具有负指数和正指数增长，使得dc电压曲线402、404的大小与所选择的rf信号130的功率成比例地系统地增加。由于两个dc电压曲线402、404都以功率系统地改变，所以i和q信号140、142中的一个可用于利用在dc电压和功率之间转换的模型或查找表来确定功率。然而，采用这种方法的挑战在于dc电压曲线402、404基于所选rf信号130的相位而改变，使得模型或查找表也必须考虑相位。
上述挑战的一个解决方案是使用i和q信号140、142两者来确定功率。虽然数学证明超出了本申请的范围，但是i和q信号140、142的性质之一是i和q信号140、142的dc电压idc、qdc共同编码所选择的rf信号130的功率作为2d笛卡尔坐标。因此，通过将2d笛卡尔坐标转换为极坐标，可以提取所选择的rf信号130的功率而不考虑相位。例如，可以使用上述等式(1)来从2d笛卡尔坐标提取功率。
参考图4b，提供了2d笛卡尔坐标系的一些实施例的示图400b，以演示沿图4a的线ab的功率的计算。横轴对应于图1中的i信号140，纵轴对应于图1中的q信号142。如图所示，线ab处的i和q信号140、142的dc电压idc、qdc分别为约-0.06伏和0.06伏，并且共同定义2d笛卡尔坐标。使用上述等式(1)描述的毕达哥拉斯定理，2d笛卡尔坐标可以转换成具有与线ab上的功率成比例的径向尺寸r的极坐标。例如，通过将图4a的点a处的i信号140的dc电压idc的平方与图4a的点b处的q信号142的dc电压qdc的平方相加，并且随后取平方根总和，从而得到与功率成比例的约0.09的径向尺寸r。值得注意的是，可以使用模型或查找表来将径向尺寸r转换为dbm。
参考图5，提供了其中可以布置有图1的rf发射器102的雷达系统的一些实施例的框图500。雷达系统可以例如是76或77ghz的汽车雷达系统。如图所示，rf发射器102被配置为驱动相应的发射天线120朝向雷达目标504发射无线电波502。例如，控制器506可以控制图1的振荡器控制信号112、图1的功率控制信号136、图1的多路复用器选择信号128或上述的组合。控制器506可以是例如微控制器。
在一些实施例中，控制器506基于在图1的i和q信号140、142中编码的相位和功率来控制rf发射器102，以便执行mimo和/或波束成形，和/或确保rf发射器102的功率不超过适用的规则和规定。例如，可以通过多路复用器选择信号128的控制来确定图1的每个发射元件110的相位和功率。此外，在一些实施例中，控制器506借助于功率和相位计算模块148可以执行这种控制。例如，功率和相位计算模块148可以从i和q信号140、142提取功率和相位，以便更直接地评估功率和相位。此外，功率和相位计算模块148可以例如是存储在控制器506的存储器508上并由控制器506的电子处理器510执行的软件模块。
控制器506在一些实施例中直接与rf发射器102连接，并且在其它实施例中通过波形发生器512间接地连接。波形发生器512向控制器506提供与rf发射器102连接的数字接口。例如，波形发生器512可以经由控制器506的串行端口接口(spi)514与控制器506通信，和/或可允许控制器506间接控制图1的振荡器控制信号112、图1的功率控制信号136、或图1的多路复用器选择信号128。
rf接收器516被配置为经由相应的接收天线520从雷达目标504接收无线电波502的反射518。接收的反射518的代表性信号通过模数转换器(adc)522传递至控制器506，其中处理信号以识别雷达目标504的存在。adc522可以例如在控制器506内部或控制器506外部。在一些实施例中，信号也通过低噪声放大器524传递到控制器506，以便由adc522进行更好的转换。
雷达系统由一个或多个电源526、528供电，电源526、528可以例如连接到诸如12v电池的电池。在一些实施例中，一个或多个电源526、528包括为控制器506供电的主电源526和为发射器102、波形发生器512、接收器516、低噪声放大器524、或上述的组合供电的低噪声电源528。在其他实施例中，一个或多个电源526、528包括为控制器506、发射器102、波形发生器512、接收器516和低噪声放大器524供电的单个电源。
参考图6，提供了用于确定rf信号的功率和相位的方法的一些实施例的框图600。rf信号可以例如是图1的所选rf信号130。此外，该方法可以例如由图5的rf发射器102和/或控制器506执行。
在602，由振荡器生成lo信号。振荡器可以例如以正弦波和/或约76-77ghz的频率生成lo信号。
在604，lo信号被放大以定义rf信号。rf信号与lo信号具有相同的频率和波形。
在606，用rf信号驱动天线。也就是说，rf信号被应用于天线以生成无线电波。
在608，使用rf和lo信号将rf信号降频转换成i信号和q信号。有利的是，i和q信号各自的dc电压将相位和功率定义为二维笛卡尔坐标。在一些实施例中，降频转换由iq解调器完成。此外，在一些实施例中，rf信号经过多路复用器，该多路复用器通过其它rf信号选择rf信号。
降频转换包括，在608a，分别以0度和90度的相移将lo信号分成第一和第二lo信号。此外，降频转换包括，在608b处，将第一和第二lo信号与rf信号混合以分别定义i和q信号。
在610处，将2d笛卡尔坐标转换为极坐标以确定功率和相位。此外，在一些实施例中，从rf信号的相位减去或以其它方式去除lo信号的相位偏移。
在612，在604处的放大基于功率和/或相位而变化。
因此，在一些实施例中，本公开提供了一种rf发射器。lo被配置为生成lo信号。功率放大器被配置为从lo信号生成rf信号，其中lo和rf信号是共享波形和频率的周期信号。iq解调器被配置为将lo信号和rf信号降频转换为i信号和q信号，其中i和q信号各自的dc电压定义rf信号的功率和相位。
在其它实施例中，本公开提供了一种用于测量功率和相位的方法。生成lo信号。lo信号被放大以定义rf信号，其中lo和rf信号是周期性的并且共享波形和频率。由iq解调器使用lo和rf信号将rf信号降频转换为i信号和q信号，其中分别为i和q信号的dc电压定义rf信号的功率和相位。
在其他实施例中，本公开提供了一种雷达系统。rf发射器被配置为朝向目标发射无线电波。rf发射器包括lo、功率放大器和iq解调器。lo被配置为生成lo信号。功率放大器被配置为从lo信号生成rf信号，其中lo和rf信号是共享波形和频率的周期信号。iq解调器被配置为将lo信号和rf信号降频转换为i信号和q信号，其中i和q信号各自的dc电压定义rf信号的功率和相位。rf接收器被配置为接收来自目标的无线电波的反射。控制器被配置为控制rf发射器和rf接收器以识别目标的存在。
上述概述了若干实施例的特征，使得本领域技术人员可以更好地理解本公开的方面。本领域技术人员应当理解，他们可以容易地将本公开内容用作设计或修改用于执行本文介绍的实施例的相同目的和/或实现相同优点的其它过程和结构的基础。本领域技术人员还应该意识到，这种等同的结构不脱离本公开的精神和范围，并且在不脱离本公开的精神和范围的情况下，它们可以在此进行各种改变、替换和变更。