本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种基于三维信号插入降低正交频分复用(ofdm)系统峰均功率比的方法及系统。
背景技术：
由于频谱利用率高、有效抗频率选择性衰落和易于实现等优点，正交频分复用(ofdm)技术已经广泛应用于各种无线通信系统中，像无线局域网(wlan)、无线城域网(wman)和全球微波互联接入(wimax)等。ofdm系统的主要缺点之一是峰均功率比(papr)过高。高papr要求系统发送端的功率放大器具有很大的线性范围，否则当信号超出放大器的线性范围时，就会造成信号失真，系统性能下降。而增加功率放大器的线性范围成本过高。
为了降低ofdm系统的papr，许多方法已经被提出和应用，像削波技术、选择映射(slm)、部分传输序列(pts)和虚拟序列插入(dsi)等。slm和pts技术可有效地改善papr，但这两种技术需要发送额外的边带信息给接收端，边带信息的传输错误会导致系统的差错性能下降。dsi方法在有效地降低ofdm系统papr的同时，无需发送边带信息，而保持系统性能不降低。尽管在dsi技术中，插入的虚拟序列代替了原有的数据子载波，在一定程度上降低了系统的数据传输效率，但系统实现简单，且可有效改善papr性能、不会增加接收端的复杂度。dsi技术已经被证明适用于wimax系统中。
对插入虚拟序列的选择是dsi技术的核心内容。在目前的研究中，用于插入的虚拟序列一般为互补序列和相关序列，然后再利用搜索算法找到使ofdm信号papr最低的序列组合，搜索复杂度会随着插入的虚拟序列长度成指数增长。一些其它的插入虚拟序列的方法也被提出，但由于插入的虚拟序列均基于二维信号且不携带任何信息，导致其对系统的性能没有改善作用。
技术实现要素：
本发明要解决的技术问题在于，针对上述ofdm系统papr过高的技术缺陷，提供了一种基于三维信号插入降低ofdm系统峰均功率比的方法及系统。
根据本发明的其中一方面，本发明为解决其技术问题，提供了一种基于三维信号插入降低ofdm系统峰均功率比的方法，包含如下步骤：
(1)将信源产生的二进制数字信号输入串并转换模块进行处理，把串行的比特流转换为并行数据，其中每k＝log2m比特一组作为索引信号输入映射器，m为所采用二维信号星座图的尺寸；
(2)将步骤(1)的输出信号通过星座图映射到频域ofdm信号的每个子载波，每个子载波表示为一个复数或实数形式，所述映射由二维信号映射和三维信号映射两部分组成，ofdm信号的前n–2l个子载波采用二维信号星座图进行映射，后2l个子载波采用三维信号星座图进行映射，其中n为ofdm信号的子载波数，l为插入的三维信号个数；
(3)通过ifft操作将步骤(2)映射后得到的频域ofdm信号调制到时域；
(4)将步骤(3)得到的时域ofdm信号输入峰均功率比比较器，通过搜索算法找到最佳的插入三维信号序列组合，使ofdm信号的papr最小化；
(5)将步骤(4)得到的papr最小化的ofdm信号输入到并串转换模块，把并行数据转换为串行数据，再通过信道进行传输；
(6)接收端将接收信号输入串并转换模块进行处理，把串行数据转换为并行数据；
(7)将步骤(6)处理后的信号进行fft操作，把时域ofdm信号转换到频域；
(8)对步骤(7)的输出信号进行解映射处理，前n–2l个子载波进行二维信号解映射处理，后2l个子载波进行三维信号解映射处理。
进一步的，在本发明的基于三维信号插入降低ofdm系统峰均功率比的方法中，步骤(2)中将串并转换模块的输出信号分别通过二维信号映射和三维信号映射的具体步骤如下：
(21)ofdm信号的前n–2l个子载波采用二维信号星座图进行映射，每个子载波映射为一个复数数据，映射后的基带信号表示为：
x2d＝[xm,0xm,1…xm,n-2l-1]
式中：xm表示复数数据，其代表二维星座图中的一个信号点，0≤m≤m-1；
(22)ofdm信号的后2l个子载波采用三维信号星座图进行映射，每个三维信号占用两个子载波，一个为复数数据，一个为实数数据，映射后的基带信号表示为：
x3d＝[sm',0sm',1…sm',l-1]＝[xm',0+jym',0zm',0xm',1+jym',1zm',1…xm',l-1+jym',l-1zm',l-1]式中：
x＝[x2dx3d]＝[xm,0xm,1…xm,n-2l-1sm',0sm',1…sm',l-1]
进一步的，在本发明的基于三维信号插入降低ofdm系统峰均功率比的方法中，所述步骤(21)中采用多进制正交振幅调制(mqam)星座图实现二维信号映射。
进一步的，在本发明的基于三维信号插入降低ofdm系统峰均功率比的方法中，步骤(4)同时结合步骤(2)和步骤(3)包括如下步骤：
(41)输入的索引信号经过二维信号映射器和三维信号映射器映射后，分别进行零填充，映射和零填充后的子载波信号分别表示为：
对x'2d、x'3d分别进行ifft调制，调制后的时域ofdm信号可表示为：
st＝ifft(x'2d)+ifft(x'3d)
式中：ifft表示快速反傅里叶变换操作，两部分调制后的信号进行叠加再输入到峰均功率比比较器计算papr作为初始比较值；
(42)设置映射三维信号子载波x3d的索引变量i＝1；
(43)分别用其它的表示相同比特信息的三维信号替换原信号，选择一个使ofdm信号papr最小的三维信号；
(44)将i加1后作为新的i，返回至步骤(43)，直到i＝l+1搜索过程结束。
进一步的，在本发明的基于三维信号插入降低ofdm系统峰均功率比的方法中，步骤(41)中映射二维信号的子载波只需进行一次ifft操作，其中papr的计算公式表示为：
式中：e{·}表示求期望，max{·}表示求最大值。
进一步的，在本发明的基于三维信号插入降低ofdm系统峰均功率比的方法中，步骤(8)中解映射处理包括二维信号解映射处理以及三维信号解映射处理，其中：
二维信号解映射处理是指：通过计算接收信号与所采用的二维星座图中的所有信号点距离，距离最小的判决为原始的发送信号。
三维信号解映射处理是指：通过计算接收信号与所采用的三维星座中所有表示相同比特信息的信号点距离，与其中之一距离最小的判决为原始的发送信号。
进一步的，在本发明的基于三维信号插入降低ofdm系统峰均功率比的方法中，步骤(8)中解映射过程采用最大似然估计算法进行处理。
进一步的，在本发明的基于三维信号插入降低ofdm系统峰均功率比的方法中，步骤(8)之后还包括：
(9)将步骤(8)得到的信号进行并串转换，将并行的数据转换为串行的数据，恢复出原始的二进制数字信号。
根据本发明的另一方面，本发明为解决其技术问题，还提供了一种基于三维信号插入降低ofdm系统峰均功率比的系统，包含如下模块：
发送端串并转换模块，用于处理信源产生的二进制数字信号，把串行的比特流转换为并行数据，其中每k＝log2m比特一组作为索引信号输入映射器，m为所采用二维信号星座图的尺寸；
映射处理模块，用于将发送端串并转换模块的输出信号通过星座图映射到频域ofdm信号的每个子载波，每个子载波表示为一个复数或实数形式，所述映射由二维信号映射和三维信号映射两部分组成，ofdm信号的前n–2l个子载波采用二维信号星座图进行映射，后2l个子载波采用三维信号星座图进行映射，其中n为ofdm信号的子载波数，l为插入的三维信号个数；
ifft处理模块，用于通过ifft操作把映射处理模块映射后得到的频域ofdm信号调制到时域；
峰均功率比比较器模块，用于计算ofdm信号的峰均功率比并通过搜索算法找到最佳的插入三维信号序列组合，使ofdm信号的papr最小化；
发送端并串转换模块，用于将得到的papr最小化的ofdm信号进行并串转换，把并行数据转换为串行数据，再通过信道进行传输；
接收端串并转换模块，用于接收端将接收到的信号进行串并转换处理，把串行数据转换为并行数据；
fft处理模块，用于将接收端串并转换模块处理后的信号进行fft操作，把时域ofdm信号转换到频域；
解映射处理模块，用于对fft处理模块的输出信号进行解映射处理，前n–2l个子载波进行二维信号解映射处理，后2l个子载波进行三维信号解映射处理。
进一步的，在本发明的基于三维信号插入降低ofdm系统峰均功率比的系统中，还包括：
接收端并串转换模块，用于将解映射后的信号进行并串转换，恢复原始的二进制数字信号。
本发明在传统dsi方法的基础上，提出了用三维信号代替传统未携带信息的虚拟序列插入到ofdm信号子载波，每个三维信号占用两个子载波，与传统dsi方法相比数据传输效率没有降低。由于三维信号星座图提供了更大的搜索自由度，所以在同样的搜索复杂度和系统数据传输效率条件下能更有效地改善ofdm系统的papr，并且不需要发送边带信息。另外，与插入二维信号相比，在不改变发送的ofdm信号平均功率前提下，三维信号星座图具有更大的最小欧几里德距离，因此系统的差错性能也可以得到一定的提高。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
图1是本发明的系统框图；
图2是本发明提出的三维信号插入方法示意图；
图3是本发明采用的搜索算法原理框图；
图4是qpsk星座图及对应的三维信号星座图；
图5是16qam星座图及对应的三维信号星座图；
图6是采用qpsk时ofdm系统papr改善示意图；
图7是采用16qam时ofdm系统papr改善示意图；
图8是采用qpsk时ofdm系统误码率改善示意图；
图9是采用16qam时ofdm系统误码率改善示意图。
具体实施方式
为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图详细说明本发明的具体实施方式。
请参考图1，其为本发明提出的基于三维信号插入降低ofdm系统papr的系统框图，包括发送端、信道和接收端三个部分。发送端包括串并转换模块、二维信号映射器、三维信号映射器、ifft、峰均功率比比较器和并串转换模块；接收端包括串并转换模块、fft、二维信号解映射器、三维信号解映射器和并串转换模块。设定ofdm信号的子载波数为n，插入的三维信号个数为l，l≤n/2。
基于三维信号插入降低ofdm系统峰均功率比的方法，包括以下步骤：
(1)信源产生的二进制数字信号首先输入串并转换模块进行处理，把串行的比特流转换为并行数据，其中每k＝log2m比特一组作为索引信号输入映射器，m为所采用二维信号星座图的尺寸。
(2)映射处理。映射处理是把步骤(1)处理后的信号通过星座图映射到频域ofdm信号的每个子载波，每个子载波表示为一个复数或实数形式。本发明的映射部分由二维信号映射和三维信号映射两部分组成。具体的映射过程和子载波分配原则如图2所示。
1)ofdm信号的前n–2l个子载波采用传统的二维信号星座图进行映射，每个子载波映射为一个复数数据，一般采用多进制正交振幅调制(mqam)，映射后的基带信号可表示为：
x2d＝[xm,0xm,1…xm,n-2l-1]
式中：xm表示复数数据，其代表mqam星座图中的一个信号点，0≤m≤m-1。
2)ofdm信号的后2l个子载波采用三维信号星座图进行映射，每个三维信号占用两个子载波，一个为复数数据，一个为实数数据，映射后的基带信号可表示为：
x3d＝[sm',0sm',1…sm',l-1]＝[xm',0+jym',0zm',0xm',1+jym',1zm',1…xm',l-1+jym',l-1zm',l-1]式中：
x＝[x2dx3d]＝[xm,0xm,1…xm,n-2l-1sm',0sm',1…sm',l-1]
(3)通过ifft操作把步骤(2)得到的频域ofdm信号x调制到时域。
(4)将步骤(3)得到的时域ofdm信号输入峰均功率比比较器，通过搜索算法找到最佳的插入三维信号序列组合，使ofdm信号的papr最小化。同时，为了缓解硬件实现的复杂度，结合步骤(2)和步骤(3)的一个简化搜索算法被采用，如图3所示，包括如下步骤：
1)串并转换模块的输出信号经过二维信号映射器和三维信号映射器映射后，分别进行零填充，映射和零填充后的子载波信号可分别表示为：
两部分分别进行ifft调制，调制后的时域ofdm信号可表示为：
st＝ifft(x'2d)+ifft(x'3d)
式中：ifft表示快速反傅里叶变换操作。两部分叠加后输入到峰均功率比比较器计算papr作为初始比较值，这里映射二维信号的子载波x’2d只需进行一次ifft操作，其中papr的计算公式可表示为：
式中：e{·}表示求期望，max{·}表示求最大值；
2)设置映射三维信号子载波x3d的索引变量i＝1；
3)分别用其它的表示相同比特信息的三维信号替换原信号，选择一个使ofdm信号papr最小的三维信号；
4)将i加1后作为新的i，返回至步骤3)，直到i＝l+1搜索过程结束。
(5)将步骤(4)得到的ofdm信号输入到并串转换模块，再通过信道进行传输。
(6)接收端将接收信号输入串并转换模块进行处理，把串行数据转换为并行数据。
(7)将步骤(6)处理后的信号进行fft操作，把接收到的时域ofdm信号转换到频域。
(8)解映射处理。对步骤(7)处理后的频域ofdm信号前n–2l个子载波进行二维信号解映射处理，后2l个子载波进行三维信号解映射处理。解映射过程采用最大似然估计算法。
1)二维信号解映射。通过计算接收信号(步骤(7)处理后的)与所采用的二维星座图中的所有信号点距离，距离最小的判决为原始的发送信号。
2)三维信号解映射。通过计算接收信号(步骤(7)处理后的)与所采用的三维星座中所有表示相同比特信息的信号点距离，与其中之一距离最小的判决为原始的发送信号。
(9)将步骤(8)得到的信号进行并串转换恢复原始的二进制数字信号。
实施例1：
鉴于本发明的方法适用于wimax无线通信系统，因此选取wimax通信标准设定参数。
具体参数方案：ofdm信号的子载波数n＝256，插入的三维信号个数l分别设为8、16和55，信道为加性高斯白噪声(awgn)环境，发送ofdm信号的平均功率为1，二维信号映射器采用正交相移键控(qpsk)星座图，三维信号映射器采用八进制三维信号星座图。具体的qpsk和八进制三维信号星座图如图4所示，其中三维信号映射方案采用中心对称原则，即每中心对称的两个三维信号代表同样的2比特信息，如图4(b)所示，s0和s’0、s1和s’1、s2和s’2、s3和s’3均代表同样的比特信息，通过上述搜索算法选取使ofdm信号papr最低的插入三维信号序列组合。为了不改变发送ofdm信号的平均功率，所选用八进制三维信号星座图的平均功率设定为2。同时为得到精确的papr性能曲线，ofdm信号采用4倍过采样。
仿真结果如图6和图8所示。其中图6表示本发明对ofdm系统papr的改善效果，横轴papr0为选定的门限值，纵轴为互补累积概率密度函数(ccdf)，其表示ofdm信号的papr超过某一门限papr0的概率。为了说明本发明对ofdm系统papr性能的改善效果，传统dsi方法也被仿真用于比较，其中插入的虚拟序列从(1，-1)中随机选取，并采用上述同样的搜索算法。由图6可以看出，采用本发明的ofdm系统papr增益在传输效率相同时较传统dsi方法可分别达到0.31db、0.47db和1.09db。当插入的三维信号个数l＝55时，本发明系统的papr较原系统可改善3.53db。图8展示的是本发明对系统误码率性能的影响，其横轴为信噪功率比，纵轴为误码率。在发送ofdm信号平均功率归一化的情况下，即二维信号qpsk星座图平均功率为1，对应八进制三维信号星座图平均功率为2，每相邻信号点的最小欧几里德距离分别为1.414和1.633。由图8和最小欧式距离可见，本发明所采用的方法可以在一定程度上改善系统的误码率，例如当插入的三维信号个数l＝55时，系统的误码率在10-6时较未采用本发明papr降低算法的系统性能可改善约0.09db。
实施例2：
在wimax标准条件下，具体参数方案：ofdm信号的子载波数n＝256，插入的三维信号个数l分别设为8、16和55，信道为加性高斯白噪声(awgn)环境，发送ofdm信号的平均功率为1，二维信号映射器采用16qam星座图，三维信号映射器采用三十二进制三维信号星座图。具体的16qam和三十二进制三维信号星座图如图5所示，其中三维信号映射方案采用中心对称原则，即每中心对称的两个三维信号代表同样的4比特信息，如图5(b)所示，s0和s’0、s1和s’1、到s15和s’15等均代表同样的比特信息，通过上述搜索算法选取使ofdm信号papr最低的插入三维信号序列组合。为了不改变发送ofdm信号的平均功率，所选用三十二进制三维信号星座图的平均功率设定为2。同时为得到精确的papr性能曲线，ofdm信号采用4倍过采样。
仿真结果如图7和9所示。其中图7表示本发明对ofdm系统papr的改善效果，并与传统dsi方法进行对比，其中插入的虚拟序列从(1，-1)中随机选取，并采用上述同样的搜索算法。由图7可以看出，采用本发明的ofdm系统papr增益在传输效率相同时较传统dsi方法可分别达到0.34db、0.5db和0.98db。当插入的三维信号个数l＝55时，本发明系统的papr较原系统可改善3.48db。图9展示的是本发明对系统误码率性能的影响。在发送ofdm信号平均功率归一化的情况下，即二维信号16qam星座图平均功率为1，对应三十二进制三维信号星座图平均功率为2，每相邻信号点的最小欧式距离分别为0.6325和0.8528。由图9和最小欧几里德距离可见，本发明所采用的方法可以在一定程度上降低系统的误码率，例如当插入的三维信号个数l＝55时，系统的误码率在10-6时较未采用本发明papr降低算法的系统可改善约0.1db。
与现有技术相比，本发明具有以下效果增益：本发明在传统dsi方法的基础上，提出了用三维信号代替传统未携带信息的虚拟序列插入到ofdm信号子载波，每个三维信号占用两个子载波，与传统dsi方法相比数据传输效率没有降低。由于三维信号星座图提供了更大的搜索自由度，所以在同样的搜索复杂度和系统数据传输效率条件下能更有效的改善ofdm系统的papr，并且不需要发送边带信息。另外，与插入二维信号相比，在不改变发送的ofdm信号平均功率前提下，三维信号星座图具有更大的最小欧几里德距离，因此系统的差错性能也可以得到一定的提高。
上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。