一种移动水声通信的多普勒因子估计及补偿方法与流程

本发明涉及水声通信领域，尤其是涉及一种移动水声通信的多普勒因子估计及补偿方法。

背景技术：

水下无人航行器(unmannedunderwatervehicle,uuv)作为海洋探测和水声通信的重要载体，已成为各国海洋工程领域的研究热点。uuv具有智能型、隐蔽性、机动性、经济性等特点，并且重量轻、尺寸小，使用方便，具有广阔的经济和工业价值^[1]。利用uuv进行高速运动过程中的移动水声通信，已成为涵盖海洋技术与信息技术的世界各国急需的高新技术之一。

不同于陆地上的无线电通信，声波在水下的传播速度远小于电磁波的传播速度，故与陆空无线通信比较而言，水声信道中存在更为明显的多普勒效应。由于水声信道的可用带宽窄，水声通信本质上是一个宽带通信系统，因此，水声信道中的多普勒效应将会引起接收信号在频域上的频率偏移和频谱扩展，在时域上则表现为接收时域波形的压缩或扩展。对于水下无人航行器，其运动速度一般为1.5～15m/s,此时的多普勒扩展因子可达10^-3量级，在无线电通信系统中唯一能够与之相比的是低轨卫星系统过顶时产生的多普勒效应。为了减小多普勒效应对水声信号接收和处理的不良影响，有必要对接收到的水声信号进行有效的多普勒扩展因子估计和补偿，从而能够恢复出原始信号波形。

正交频分复用技术(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing,ofdm)具有良好的抗频率选择性衰落和高的带宽利用率，可以用于多径效应严重的水下高速声通信。然而，ofdm水声通信系统的接收性能对符号同步偏差和频率偏差敏感。相较于陆上无线电信道，在水声通信中，由于通常工作频率较低，且水声声速(约1500m/s)远低于无线电传输速率，当水下运动目标之间即使存在很小的相对运动，都会引起较大的多普勒扩展，将在ofdm水声通信系统接收端引起严重的子载波间干扰(inter-carrierinterference,ici)，导致解调器性能恶化，甚至不能正确解调。因此，ofdm移动水声通信技术的关键就是如何有效地降低多普勒扩展引起的子载波间干扰。

当前，水声通信中主要采取以下三类方法来降低多普勒扩展引起的子载波间干扰^[2]：

1.均衡的方法。该类方法主要使用时域或频域均衡，通过采用一定的均衡算法来对抗多普勒扩展，降低子载波间干扰。这类方法对于符号间干扰比较有效，但是对于子载波间干扰，仅适合小多普勒频移下的高速水声通信或非相干水声通信，对于高速ofdm水声通信，计算复杂度较高。

2.基于发送端处理的方法。这类方法通过设计发送端数据结构、改变子载波映射方式等消除子载波间干扰，采用这些方法，通信系统的频带利用率比一般的ofdm要低，除导频及训练序列外，需要占用额外的带宽。

3.基于估计与补偿的方法。这类方法通过降低多普勒扩展对信号的影响来消除子载波间干扰，也是目前应用最为广泛的方法。它的思想是：首先估计多普勒因子，然后根据此多普勒因子对接收信号进行重采样，最后再进行解调。相较于前面两类方法，这类方法效果较好。

公开的移动水声通信多普勒估计方法中多为基于时域相关运算的经典多普勒因子估计算法，主要包括块多普勒估计法、自循环移位序列估计法、模糊度函数估计法等。其基本思想为利用首尾的同步信号或是循环前缀进行整体的多普勒因子估计，其中块多普勒估计法对多普勒因子的估计只能在一次数据包发送完成后进行，不具备实时操作性，而自循环移位序列估计法和模糊度函数估计法可以直接通过接收端的相关运算进行估计，但对于水声高噪声、强多径的环境下，训练序列的自相关性往往受到限制，基于时域相关运算的多普勒估计方法在水声信号处理领域对多普勒因子的估计结果往往不甚理想。

在频域，多普勒因子的估计则可以通过多普勒偏移的检测来完成。经典的基于fft(fastfouriertransformation)的频偏检测算法，由于受到加窗信号fft变换后的频谱泄漏效应的限制，导致估计算法的分辨率较低，往往难以满足实际应用的需求。而若通过增加有效数据长度以提高分辨率，则增大了计算量，降低了有效数据通信速率。为此研究者提出了一系列在不增加有效信号长度前提下提高频率分辨率的方法。目前已有多种测频算法成功应用于水声信号测频工程中，诸如复相关、zoom-fft、插值fft等多普勒估计方法^[3][4]，但这些频域估计方法在计算复杂度和估计精度间无法兼顾。文献^[5]提出了一种“基于初始角频率可调fft(fftω)的多普勒估计算法”，其特点在于估计精度高，但同时具有较高计算复杂度。

实际应用中用探测信号的估计结果来补偿后续的ofdm符号，有可能会存在较大的偏差。此外，由于重采样误差、海浪在通信时间内的起伏、收发两端相对运动速度变化等原因，在大尺度多普勒估计后，仍存在较大的残余多普勒扩展因子。基于空子载波的ofdm频偏估计算法^[6]，是一种通过对空子载波上的能量进行计算，以估计载波频率偏移的大小的方法,但其以一定频率步长进行预设频带内的估计，其估计精度存在一定偏差。

目前公开的移动水声通信多普勒因子估计方法多可归纳为基于首尾的同步信号或是自循环移位序列的时域估计方法和基于单频信号的频域估计方法，对接收信号进行整体的多普勒因子估计。如公开的专利文献中，公开号为cn105282082a的一种基于拷贝相关与空子载波结合的多普勒估计方法提出在每帧信号首尾插入线性调频信号，进行整体的多普勒因子估计，该方法仅根据数据帧的整体多普勒扩展作出估计，难以实现对多普勒因子的准确估计；公开号为cn104901718a的基于直接序列扩频信号载波频率测量的多普勒估计方法，基于直接序列扩频信号对解扩后的信号测量频率值，对比估计频率值和原载波频率值估计多普勒因子；公开号为cn103618686a的水声ofdm多普勒因子精确估计方法，设计一种加入带循环前缀的前同步码和单频信号的ofdm帧，对接收信号进行多普勒估计；公开号为cn102916922a的文献《水声ofdm自适应搜索多普勒补偿方法》采用cw(continueswave)单频信号作为训练序列进行多普勒频偏因子粗测，利用fft对多普勒频偏进行补偿。以上方案均是通过同步信号或是自循环序列对接收信号进行整体的多普勒因子估计，在具有强时变性的水声信道环境下，仅以同步信号或自循环序列所在时刻的多普勒因子估计值来补偿后续ofdm数据符号的多普勒扩展，其估计准确性难以保证。以上方法不能精确地估计出每个ofdm符号的多普勒因子，从而不能达到对信号进行准确解调的效果。

参考文献

[1]普湛清,王巍,张扬帆等.uuv平台ofdm水声通信时变多普勒跟踪与补偿算法[j].仪器仪表学报,2017,38(7):1634-1634.

[2]王彪，支志福，朱志宇等.水声高速ofdm通信的多普勒扩展处理方法[p].中国:201310416303.7,2013.09.12.

[3]susaki,h.,"methodofhigh-resolutionfrequencymeasurementforpulse-dopplersonar,"underwatertechnology,2002.proceedingsofthe2002internationalsymposiumon,vol.,no.,pp.39,44,2002.

[4]v.k.jain,w.l.collins,andd.c.davis,“high-accuracyanalogmeasurementsviainterpolatedfft,”instrumentationandmeasurement,ieeetransactionson,vol.28,no.2,pp.113–122,june1979.

[5]马文翰.移动水声ofdm通信系统多普勒效应估计补偿算法研究[d].厦门大学,2013.

[6]吉磊，李玉柏.ofdm系统的频偏估计算法[j].计算机应用研究，2011，28(4):1480-1485.

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种移动水声通信的多普勒因子估计及补偿方法。

本发明包括以下步骤：

1)大尺度多普勒估计及补偿；

在步骤1)中，所述大尺度多普勒估计及补偿，为对接收机接收到的信号进行第一次多普勒扩展处理，具体包括如下步骤：

(1)接收机接收信号首先进入带通滤波器bpf，滤除带外噪声；

(2)对带通滤波器bpf的输出信号进行同步检测，实现起始信号的定位；

(3)根据发送信号中插入的探测信号，基于“初始角频率可调的fft变换(fftω)”的多普勒扩展因子估计算法，结合抛物线拟合算法降低原有多普勒扩展因子估计算法的计算复杂度，实现对多普勒扩展因子a的粗估计，得到估计值所述探测信号包括三组频率，三组频率分别为f1,f2,f3的单频信号序列；

(4)以多相滤波器重采样的方法，对带通滤波器bpf输出信号以进行重采样，得到重采样后信号实现对接收信号的第一次多普勒补偿。

2)残余多普勒估计及补偿；

在步骤2)中，所述残余多普勒估计及补偿的具体方法可为：经过大尺度多普勒估计及补偿后，系统仍然受残余的多普勒扩展因子的影响，利用空子载波进行残余多普勒估计，相对于传统的残余频偏估计，其估计精度更高，此为对接收信号进行第二次多普勒扩展处理，具体步骤如下：

(1)对步骤1)第(4)部分产生的重采样后信号r′(t)，以采样率fs进行采样，采样后得到接收信号r′(n)；

(2)由已知空子载波个数k、空子载波位置信息k＝[k1,k2,…,kk]以及m个不同残余多普勒扩展因子组成的集合a′m,m＝1,2,…,m，对接收信号r′(n)进行m次重采样，并进行n点fft运算，得到各空子载波位置的幅度：

rm(i),i＝[0,n-1]；

(3)提取出个空子载波位置处对应的fft运算结果ym(j)，进而得该ofdm符号中空子载波处的能量之和j(m)；

(4)若对空子载波处的数据进行了正确的残余多普勒补偿，则理论上空子载波处不会出现因子载波干扰引起的从相邻子载波泄露的能量，由此可知步骤(3)得到的j(m)中最小值所对应补偿的残余频偏最接近真实的残余多普勒，得从而得出估计的残余多普勒

(5)通过已求的残余多普勒对重采样后的信号r′(n)进行残余多普勒补偿，得到补偿后信息序列

3)多普勒相位旋转补偿。

在步骤3)中，所述多普勒相位旋转补偿的具体方法可为：当大尺度多普勒补偿后，若各个符号发送数据不同，或存在符号定时偏差或载波频率偏差，进行残余多普勒补偿后，就会导致不同符号之间存在相位偏差，即相位旋转，且每个符号的的每个子载波都存在不同的相位旋转值；当ofdm系统为时域差分系统或块状放置导频的相干系统时，由残余多普勒带来的相位旋转将会严重影响系统性能；根据所述残余多普勒估计及补偿得到的相位补偿所需偏差点数对接收信号进行多普勒相位旋转补偿，此为对接收信号进行第三次多普勒扩展处理；

由于多普勒扩展因子是实时发生变化的，对于每一个符号的残余多普勒估计结果也不尽相同，若m个符号的估计结果分别为假设各个符号的估计结果足够精确，且在一个符号内残余多普勒扩展因子几乎不变，则此时第m个符号上第k个子载波所需补偿的相位应为：

综上所述，为了准确且高效地估计移动水声通信环境下的多普勒因子，从而克服与陆上无线电信道相比更为明显的多普勒效应，消除其对水声ofdm通信系统带来的不良影响，需要一种兼顾准确性和计算复杂度的移动水声通信的多普勒因子估计及补偿方法。

本发明的有益效果体现在：

(1)构建大尺度多普勒估计及补偿、残余多普勒估计及补偿和多普勒相位旋转补偿的“三步走”多普勒估计及补偿方案，与现有的“先粗后细”的“两步走”多普勒估计补偿方案相比，由于增加针对残余多普勒导致的相位旋转补偿，使得多普勒因子估计精度更高，估计更准确。

(2)与现有的多普勒估计及补偿方法相比，首次提出了一种基于fftω变换的抛物线拟合多普勒估计算法。与原有fftω相比，该算法通过抛物线拟合的方式便可得到待测频率的精确位置，而仅需要进行较少次的fftω变换，大大减少运算量。与传统的基于fft变换的抛物线拟合多普勒估计方法相比，由于fftω可通过调整变换初始角频率，使得其谱线逐步逼近待估计的单频信号的谱线位置，最小化频谱泄漏，因此具有更高的估计精度。

(3)通过空子载波上的能量比较，与背景技术中提及的残余频偏估计及补偿相比，本发明提出的残余多普勒估计及补偿方法能够更加有效地减小残余多普勒带来的ici，估计精度更高，补偿效果更好。

(4)本发明提出的多普勒相位旋转补偿方法，根据所述的残余多普勒估计及补偿得到的相位补偿所需偏差点数，对接收信号每个符号的每个子载波上存在的不同相位旋转值进行多普勒相位旋转补偿，能够有效地解决时域差分或块状放置导频的ofdm相干系统中残余多普勒导致的每个符号上的每个子载波存在不同的相位旋转值的问题。

(5)在移动水声通信中，尤其应用于移动水声ofdm系统的多普勒因子估计和补偿方法，估计在频域进行，针对水声信道的特点，在传统多普勒估计及补偿的基础之上，更加适用于快速变化的移动水声信道。其估计精度高，同时又适当地降低计算复杂度，实用性优良。

附图说明

图1为应用的ofdm移动水声通信系统框图。

图2为探测信号发送帧格式。

图3为抛物线拟合算法示意图；在图3中，曲线a为原始频谱，b为抛物线拟合。

图4为重采样插值与抽取方法示意图。

图5为多相滤波器结构示意图。

图6为计算机仿真中大尺度多普勒补偿后的数据星座图。

图7为计算机仿真中残余频偏补偿后的数据星座图。

图8为计算机仿真中残余多普勒补偿后的数据星座图。

图9为计算机仿真中多普勒相位旋转补偿后的数据星座图。

图10为海洋试验的行船示意图。

图11为海试试验中大尺度多普勒补偿后的数据星座图。

图12为海试试验中残余频偏补偿后的数据星座图。

图13为海试试验中残余多普勒补偿后的数据星座图。

图14为海试试验中多普勒相位旋转补偿后的数据星座图。

具体实施方式

下面将结合本发明的附图，对本发明的具体实施方式进行清楚、完整地描述：

在本实施例中，采用基带ofdm时域差分系统作为所构建的移动水声通信系统，系统框图如图1所示：

发送端信源比特流经过串并转换、4dpsk(differentialphaseshiftkeying)符号映射以及插入空载波(用于接收端的残余多普勒估计)后，经过ofdm调制和串并转换处理，之后将发射信号插入探测信号和同步chirp信号，用于接收端的大尺度多普勒估计和信号同步。探测信号为三组频率分别为f1,f2,f3的单频信号序列s1(t),s2(t),s3(t)，该频率均为fft频率分辨率的整数倍。如图2所示，在发送帧格式中插入串行和并行两种发送方式的单频探测信号，以保证接收端单频信号的可靠信噪比。

接收端获取接收信号，根据接收信号与本地拷贝chirp信号作相关运算，由chirp信号强自相关特性得到相关峰位置，从而确定接收数据信号的起始位置。如图1所示，对多普勒因子的估计及补偿以“三步走”方案实现：(1)大尺度多普勒估计及补偿、(2)残余多普勒估计及补偿、(3)多普勒相位旋转补偿。以下对本发明针对多普勒估计及补偿的三步骤方案进行详细的描述：

1)大尺度多普勒估计及补偿

步骤s1-1：接收机接收信号进入带通滤波器bpf，滤除带外噪声；

步骤s1-2：对带通滤波器bpf的输出信号以本地拷贝chirp信号进行，实现同步检测，确定起始数据信号的位置；

步骤s1-3：根据发送信号中插入的探测信号(三组频率分别为f1,f2,f3的单频信号序列s1(t),s2(t),s3(t))，基于fftω的多普勒扩展因子估计算法，结合抛物线拟合算法降低原有多普勒扩展因子估计算法的计算复杂度，实现对多普勒扩展因子a的粗估计，得到估计值图3为抛物线拟合算法示意图，图中fd为fft的采样间隔，(f,y)为待测频点所在坐标，通过fftω变换，求得(f1,y1)，(f2,y2)，(f3,y3)三个采样点坐标，利用抛物线(二次函数)来拟合sinc函数的顶点(f,y)的坐标。设该抛物线的表达式为y＝af²+bf+c，则通过拉格朗日插值多项式求得表达式各系数a、b、c，进而求得抛物线极值点对应的频率：

y＝p(f-f2)(f-f3)+q(f-f1)(f-f3)+r(f-f1)(f-f2)

p＝y1/(f1-f2)(f1-f3)

q＝y2/(f2-f1)(f2-f3)

r＝y3/(f3-f1)(f3-f2)

a＝p+q+r

b＝-p(f2+f3)-q(f1+f3)-r(f1+f2)

c＝pf2f3+qf1f3+rf1f2

以此方法分别对每个单频信号序列s1(t),s2(t),s3(t)进行频率估计，估计结果为得到多普勒扩展因子的估计值为：

考虑到个别频点可能由于信道衰落存在较大的误差，对通过求中值得到多普勒扩展因子的估计值

步骤s1-4：以多相滤波器重采样的方式，对带通滤波器bpf输出信号以进行重采样，得到重采样后信号实现对接收信号的第一次多普勒补偿。

图4为重采样插值与抽取方法示意图，即先对接收信号进行l倍的插值过采样，经过低通滤波器之后再进行m倍的抽取降采样，以实现等效l/m因子的采样率转换，从而实现多普勒因子的补偿。

由于插值和抽取过程均需要经过低通滤波器，而在实际应用中，插值因子l和抽取因子m通常都很大，因而造成了采样率转换过程中的低通滤波器也具有较高的阶次，因此变采样的运算量很大，为了降低运算量,同时保证变采样后信号较高的保真度,本发明采用如图5的多相插值滤波器进行变采样。l/m倍抽样率转换器的输入和输出关系如式所示：

其中h(n)是一个fir滤波器的单位抽样响应，长度为n，将其分为l组子滤波器，每一组子滤波器长度为k，<nm>l表示对l取模运算，表示向下取整。

2)残余多普勒估计及补偿

实际应用中用探测信号的估计结果来补偿后续的ofdm符号，由于水声信道的时变性，有可能会存在较大的偏差，加之在对ofdm系统进行大尺度多普勒效应补偿之后，由于大尺度多普勒估计误差与重采样误差等原因，系统仍然受残余的多普勒扩展因子的影响。利用空子载波进行残余多普勒估计，相对于残余频偏估计，其估计精度更高，本发明采用如下方法加以实现：

步骤s2-1：对步骤s1-4产生的重采样后信号r′(t)，以采样率fs进行采样，采样后得到接收信号r′(n)，之后将其与步骤s1-2中提及的本地拷贝chirp信号进行再次相关，通过相关峰位置及相应数据长度得到ofdm数据帧的起始位置；

步骤s2-2：设已知空子载波个数为k，空子载波位置信息k＝[k1,k2,…,kk]且将m个不同残余多普勒扩展因子组成的集合表示为a′m,m＝1,2,…,m，对接收信号r′(n)进行m次与步骤s1-4相同的多相滤波重采样，并进行n点fft运算，得到各空子载波位置的幅度：

其中fc为载波频率。

步骤s2-3：提取出个空子载波位置处对应的fft运算结果：

ym(j)＝rm(kj),j＝1,2,…,k

进而切得该ofdm符号中空子载波处的能量之和：

j(m)＝ym(j)×ym(j)^h

步骤s2-4：若对空子载波处的数据进行了正确的残余多普勒补偿，则理论上空子载波处不会出现因子载波干扰引起的从相邻子载波泄露的能量，由此可知步骤s2-3得到的j(m)中最小值所对应补偿的残余频偏最接近真实的残余多普勒因子

步骤s2-5：通过已求的残余多普勒对步骤s1-4重采样后的信号r′(n)进行残余多普勒补偿，即以相同的多相滤波器重采样的方式，以再次重采样，得到补偿后信息序列

至此，完成对接收信号残余多普勒效应的消除，实现对接收信号的第二次多普勒补偿。

3)多普勒相位旋转补偿

当大尺度多普勒补偿后，若各个符号发送数据不同，或存在符号定时偏差或载波频率偏差，进行残余多普勒补偿后，就会导致不同符号之间存在相位偏差，即相位旋转，且每个符号的的每个子载波都存在不同的相位旋转值。当ofdm系统为时域差分系统或块状放置导频的相干系统时，有残余多普勒带来的相位旋转将会严重影响系统性能。为此，本发明对接收信号根据所述残余多普勒估计及补偿得到的相位补偿所需偏差点数对接收信号进行多普勒相位旋转补偿，此为对接收信号进行第三次多普勒扩展处理。

设发送信号为

其中，m表示第m个ofdm符号，fi＝fc+i/t表示第i个子载波频率(其中i＝0,1,…,n-1，fc为载波频率)，第m个符号的第i个子载波上的源数据表示为dmi，t表示符号长度，tcp表示循环前缀长度。

设水声信道各径具有相同多普勒扩展因子，经过该信道后的接收信号以采样间隔为ts对接收信号进行采样后，得到接收序列：

其中，为噪声序列。

设多普勒扩展因子估计结果为且当最大多径时延小于循环前缀长度时isi(符号间干扰)约为0，对接收信号的第m个符号进行重采样，则第m个符号可表示为：

其中为多径对第i个子载波带来的相位偏差。

对重采样后的数据进行fft解调，可得第m个符号上的第k个子载波的解调结果为：

其中，表示噪声于第k个子载波上的干扰。且由于估计误差c表示由频率同步偏差引起的能量损失，i表示子载波间干扰(ici)。

由以上公式，对接收信号进行相位补偿：

其中，表示相位补偿后第k个子载波上的残余相位旋转，此时，当忽略噪声带来的影响，即则通过信道估计或差分解调后，ymk≈dmk。

由于多普勒扩展因子是实时发生变化的，对于每一个符号的残余多普勒估计结果也不尽相同，若m个符号的估计结果分别为假设各个符号的估计结果足够精确，且在一个符号内残余多普勒扩展因子几乎不变，则此时第m个符号上第k个子载波所需补偿的相位应为：

至此，完成对接收信号的多普勒相位旋转补偿，实现对接收信号的第三次多普勒补偿。

为了说明本发明的有效性，通过以下计算机仿真实验和海洋试验进一步说明：

计算机仿真中，人为设定大尺度多普勒估计存在估计误差(即残余多普勒因子)为a′＝1×10^-4，图6～9分别为大尺度多普勒补偿后、残余频偏补偿后、残余多普勒补偿后和多普勒相位旋转补偿后的qpsk(正交相移键控，quadraturephaseshiftkeying)数据星座图的仿真结果。由此可知，当估计足够精确时，经过3个步骤的补偿后，可消除多普勒对系统的影响，以实现符号的正确解调。且对比图6～8三图，可知第二步采用残余频偏估计与补偿能有效减小残余多普勒带来的ici，但相对于采用残余多普勒估计与补偿，仍然存在一定ici。

在海洋试验中，行船示意图如图10所示，接收机静止，发射机以5节的速度做直线运动。由于不同位置下行船方向与收发两端连线的夹角不同，多普勒因子值(a＝vcosθ/c，vcosθ为相对运动速度，c为声速)也不同，从而为实验提供实时变化的多普勒效应。图11～14分别为大尺度多普勒补偿后、残余频偏补偿后、残余多普勒补偿后和多普勒相位旋转补偿后的qpsk数据星座图的海试试验结果。由此可知，在实际应用中，本发明阐述的方法仍可以有效减小多普勒效应带来的ici，实现正确的符号解调。