一种基于移动多媒体广播系统实现的定位方法及定位终端与流程

本发明涉及定位技术领域，特别是涉及一种基于移动多媒体广播系统实现的定位方法及定位终端。

背景技术：

目前广泛使用的定位方法是基于gnss(theglobalnavigationsatellitesystem，全球导航卫星系统)来实现的。gnss具有信号覆盖范围大、定位精度高和鲁棒性强等优点，但gnss信号在建筑物或障碍物遮挡时，会有较大的损失，因此定位的有效性和精度受环境影响较大。

技术实现要素：

本发明实施例的目的在于提供一种基于移动多媒体广播系统的定位方法及定位终端，以实现利用移动多媒体广播系统实现对定位终端进行定位，减少环境对定位的有效性和精度的影响。具体技术方案如下：

为达到上述目的，本发明实施例公开了一种基于移动多媒体广播系统实现的定位方法，其特征在于，应用于接收移动多媒体广播信号的定位终端，所述方法包括：

一种基于移动多媒体广播系统实现的定位方法，应用于接收移动多媒体广播信号的定位终端，所述方法包括：

接收由多个移动多媒体广播网络基站发送的不同的融合信号组成的混合信号；其中，所述融合信号为：移动多媒体广播信号和伪码信号叠加生成的信号；

对所述混合信号进行信号处理，滤除所述移动多媒体广播信号，得到混合伪码信号；

将所述混合伪码信号与本地存储的各个移动多媒体广播网络基站的伪码副本进行自相关计算，确定多个与所述移动多媒体广播网络基站对应的单路伪码信号；

对所述多个单路伪码信号，利用信号跟踪技术，分别得到所述多个单路伪码信号之间的到达时间差；

根据所述多个单路伪码信号之间的到达时间差，分别得到所述多个单路伪码信号对应的基站与所述定位终端之间的距离之差；

根据所述距离之差确定所述定位终端的位置信息。

较佳的，所述伪码信号包括：长码信号和短码信号两部分；

所述将所述混合伪码信号与本地存储的各个移动多媒体广播网络基站的伪码副本进行自相关计算，确定多个与所述移动多媒体广播网络基站对应的单路伪码信号，包括：

将所述混合伪码信号中的短码信号与本地存储的各个移动多媒体广播网络基站的伪码副本进行自相关计算，确定多个与所述移动多媒体广播网络基站对应的单路伪码信号；

所述对所述多个单路伪码信号，利用信号跟踪技术，分别得到所述多个单路伪码信号之间的到达时间差的步骤，包括：

对所述多个单路伪码信号中的长码信号，利用信号跟踪技术，分别得到所述多个单路伪码信号之间的到达时间差。

较佳的，所述对所述多个单路伪码信号中的长码信号，利用信号跟踪技术，分别得到所述多个单路伪码信号之间的到达时间差的步骤，包括：

对所述多个单路伪码信号中的长码信号部分进行跟踪，得到每个单路伪码信号的相位值；

计算各个单路伪码信号之间的相位差，根据相位差获得所述多个单路伪码信号之间的到达时间差。

较佳的，所述对于所述多个单路伪码信号中的长码信号，利用信号跟踪技术，分别得到所述多个单路伪码信号之间的到达时间差的步骤，包括：

选择一路信号强度最大的伪码信号作为目标伪码信号；

对目标伪码信号中的长码部分进行跟踪；

当得到所述目标伪码信号的伪码相位值后，提取所述目标伪码信号的先验信息；其中，所述先验信息包括：所述目标伪码信号的周期性信息；

根据所述先验信息，确定所述目标伪码信号的下一个短码信号部分的到达时间；

当所述目标伪码信号的下一个短码信号部分到达后，存储一段所述混合伪码信号；

将所述存储的混合伪码信号与本地存储的各个基站的伪码副本进行自相关计算，确定多个与所述伪码副本对应的单路伪码信号；

对所述多个单路伪码信号进行相关峰拟合，分别获得所述多个单路伪码信号在所述存储的混合伪码信号中的存储地址与对应的所述相关峰位置的偏移量；

根据所述偏移量，获得所述多个单路伪码信号之间的到达时间差。

较佳的，采用如下公式，将混合伪码信号与本地存储的各个移动多媒体广播网络基站的伪码副本进行自相关计算：

gp(f)＝tcsincp(πftc)

其中，τ表示信号延迟，b表示所述定位终端的接收带宽，f表示在-b/2至b/2的频带范围内能通过的频率成分，j表示虚数单位，gp(f)表示所述混合伪码信号的归一化功率谱密度，tc表示码片速率，cp()表示所述混合伪码信号；

其中，所述混合伪码信号的归一化功率谱密度gp(f)是由理想状态下的自相关函数通过傅里叶变换得到的；所述理想状态下的自相关函数表示为：

其中，cpn表示所述本地存储的各个移动多媒体广播网络基站的伪码副本，n为相关积分码片数，i为对应的第i个接收到的所述混合伪码信号和本地伪码副本的索引。

较佳的，所述对目标伪码信号中的长码部分进行跟踪的步骤，包括：

得到所述目标伪码信号的粗略相位值和残余载波值，并将所述粗略相位值和残余载波值发送至跟踪环路；

所述跟踪环路接收到所述粗略相位值和残余载波值后，对所述目标伪码信号中的长码部分进行跟踪，得到所述目标伪码信号的相位值。

较佳的，所述对所述多个单路伪码信号进行相关峰拟合，分别获得所述多个单路伪码信号在所述存储的混合伪码信号的存储地址与对应的所述相关峰位置的偏移量，包括：

对用于进行所述相关峰拟合的函数进行泰勒级数展开；

利用所述经过泰勒展开的相关峰拟合函数，对所述多个单路伪码信号进行相关峰拟合，分别获得所述多个单路伪码信号在所述存储的混合伪码信号中的存储地址与对应的所述相关峰位置的偏移量。

较佳的，采用如下公式，利用所述经过泰勒展开的相关峰拟合函数，对所述多个单路伪码信号进行相关峰拟合：

b＝β/tc

其中，

其中，v()表示所述单路伪码信号，av表示所述存储的伪码信号的信号幅度，fs表示所述定位终端的采样频率，δx表示所述偏移量，τ表示所述单路伪码信号的信号延迟，tc表示所述单路伪码信号的码片速率，β表示一个引入因子；

所述对用于进行所述相关峰拟合的函数进行泰勒级数展开，包括：对si(k)进行泰勒级数展开。

本发明实施例还提供了一种基于移动多媒体广播系统实现的定位终端，所述定位终端包括：

信号接收器，用于接收由多个移动多媒体广播网络基站发送的不同的融合信号组成的混合信号；其中，所述融合信号为：移动多媒体广播信号和伪码信号叠加生成的信号；

信号处理器，用于对所述混合信号进行信号处理，滤除所述移动多媒体广播信号，得到混合伪码信号；

第一自相关计算处理器，用于将所述混合伪码信号与本地存储的各个移动多媒体广播网络基站的伪码副本进行自相关计算，确定多个与所述移动多媒体广播网络基站对应的单路伪码信号；

信号跟踪处理器，用于对于所述多个单路伪码信号，利用信号跟踪技术，分别得到所述多个单路伪码信号之间的到达时间差；

定位计算处理器，用于根据所述多个单路伪码信号之间的到达时间差，分别得到所述多个单路伪码信号对应的基站与所述定位终端之间的距离之差，从而确定所述定位终端的位置信息。

本发明实施例还提供了一种基于移动多媒体广播系统基站,所述基站包括：

信号接收天线，用于接收移动多媒体广播网络信号；

信号调制器，用于对接收到的移动多媒体广播网络信号进行调制；

激励器，用于产生伪码信号，并将所述产生的伪码信号与所述移动多媒体广播网络信号进行叠加，生成所述融合信号；其中，所述伪码信号与所述移动多媒体广播信号长度相同，且时隙严格对齐；

原子钟，用于为融合信号提供脉冲和伪码速率；

信号发射天线，用于发送所述融合信号。

本发明实施例提供的基于移动多媒体广播系统的定位方法及定位终端，通过定位终端对在移动多媒体广播信号上叠加的伪码信号进行跟踪，获得移动多媒体广播系统基站之间的到达时间差，可以实现通过移动多媒体广播系统对定位终端进行定位，以减小环境因素对定位终端进行定位的有效性和精度造成的影响。当然，实施本发明的任一产品或方法必不一定需要同时达到以上所述的所有优点。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的一种移动多媒体广播系统基站的结构示意图；

图2为本发明实施例中的融合信号的结构图；

图3为本发明实施例提供的一种基于移动多媒体广播系统的定位方法的流程示意图；

图4本发明实施例中为不同的定位终端接收信号带宽下，能够通过滤波器的信号的比例变化图；

图5为本发明实施例中理想状态下和不同滤波带宽情况下的自相关函数示意图；

图6为本发明实施例中伪码信号的归一化功率谱密度示意图；

图7本发明实施例中对伪码信号进行跟踪的跟踪环路的原理示意图；

图8为本发明实施例提供的另一种基于移动多媒体广播系统的定位方法的流程示意图；

图9为本发明实施例中存储器中序列pn_x和pn_y的位置示意图；

图10为本发明实施例提供的基于移动多媒体广播系统的定位方法的算法原理流程图；

图11为本发明实施例中不同的泰勒展开拟合次数对到达时间差计算精度的影响；

图12为本发明实施例中理论计算和24次泰勒展开近似对比结果示意图；

图13为在不同信噪比的情况下，本发明实施例提供的两种方法与二次拟合算法的到达时间差估计误差；

图14为本发明实施例提供的基于移动多媒体广播系统实现的定位终端的示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

gnss作为目前现有的定位技术，有很多优点，但由于gnss信号位于l波段(1-2ghz)，在建筑物或障碍物遮挡时，会有较大的损失，因此定位的有效性和精度受环境影响较大。

考虑到cmmb(chinamobilemultimediabroadcasting,中国移动多媒体广播)信号位于u波段(470-798mhz)，相比于gnss信号，穿透性更好，而且cmmb信号具有更强的信号传输功率，受环境的限制较小，因此，本发明实施例利用cmmb信号对定位终端进行定位。

在本发明实施例中，采用tdoa(thetimedifferenceofarrival，到达时间差)方法对定位终端进行定位。tdoa是一种利用时间差进行定位的方法。通过测量各个基站的信号到达定位终端的时间差，可以确定定位终端到各个基站的距离差，就能作出以基站为焦点，距离差为长轴的双曲线，双曲线的交点就是定位终端的位置，再结合基站的位置信息，最终可以实现对定位终端的定位。

基于上述原理，本发明实施例提出了一种基于移动多媒体广播系统的定位方法，该方法应用于接收移动多媒体广播信号的定位终端，该方法包括：

接收由多个移动多媒体广播网络基站发送的不同的融合信号组成的混合信号；其中，所述融合信号为：移动多媒体广播信号和伪码信号叠加生成的信号；

对所述混合信号进行信号处理，滤除所述移动多媒体广播信号，得到混合伪码信号；

将所述混合伪码信号与本地存储的各个移动多媒体广播网络基站的伪码副本进行自相关计算，确定多个与所述移动多媒体广播网络基站对应的单路伪码信号；

对所述多个单路伪码信号，利用信号跟踪技术，分别得到所述多个单路伪码信号之间的到达时间差；

根据所述多个单路伪码信号之间的到达时间差，分别得到所述多个单路伪码信号对应的基站与所述定位终端之间的距离之差；

根据所述距离之差确定所述定位终端的位置信息。

本发明实施例提供的方法通过在移动多媒体广播信号上叠加伪码信号，可以实现通过移动多媒体广播系统对定位终端进行定位，以减小环境因素对定位终端进行定位的有效性和精度造成的影响。

下面通过具体实施例，对本发明实施例提供的基于移动多媒体广播系统的定位方法进行详细说明。

移动多媒体广播系统利用ofdm(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，正交频分复用)传输数字多媒体广播信号，一帧移动多媒体广播网络信号是1秒，分为40个时隙，每个时隙包含一个标识符号和53个ofdm符号，而每个标识符号又包含有一个传输识别号txid和两个同步识别符号。在现有的移动多媒体广播网络信号中，txid为空，没有包含相关基站的编号，因此无法利用移动多媒体广播网络信号进行定位，需要叠加伪码信号，利用改进的移动多媒体广播系统完成定位服务。而为了不影响正常的移动多媒体广播网络信号传播，将伪码信号限制在一定的带宽内，通常为8mhz。

为了在移动多媒体广播网络信号上叠加伪码信号，本发明实施例在定位的移动多媒体广播系统基站中增加了原子钟和激励器，如图1所示，为本发明实施例中用于进行定位的移动多媒体广播系统基站的结构图。

信号接收天线110，用于接收同步时间信号。

信号调制器120，用于对接收到的移动多媒体广播网络信号进行调制。

激励器130，用于产生伪码信号，并将所述产生的伪码信号与所述移动多媒体广播网络信号进行叠加，生成所述融合信号；其中，所述伪码信号与所述移动多媒体广播信号长度相同，且时隙严格对齐。

原子钟140，用于为融合信号提供脉冲和伪码速率。

信号发射天线150，用于发送所述融合信号。

其中，如图2所示为融合信号的结构图，由激励器130产生的叠加在移动多媒体广播网络信号上的伪码信号可以包括长码信号和短码信号，短码信号的长度与移动多媒体广播网络信号中的txid长度相同，一个完整伪码信号的长度与一个时隙的移动多媒体广播网络信号相同，时隙也严格对齐。其中，由于移动多媒体广播网络信号中的txid为空，因此短码信号和移动多媒体广播网络信号的传输功率相同，而为了不影响移动多媒体广播网络信号的正常通信，长码信号的传输功率比移动多媒体广播网络信号低20db。

具体的，融合信号的第n个时隙表达式可以写成：

其中，表示融合信号，t表示信号的传输时间，i表示移动多媒体广播系统基站的编号，scmmb()表示移动多媒体广播网络信号，csc()和clc()分别表示长码和短码，tf表示时隙长度，tsc表示代表短码时间长度，α表示衰减因子。

第i个移动多媒体广播系统基站发送的信号表示为：

其中，dn(t)表示调制在伪码上的定位数据。

定位数据指的是电文信息也就是数据码，包含基站id、校验信息、时钟误差补偿参数、基站位置坐标等基站位置信息。当伪码被成功解扩后，再对信号进行解调处理，最终获得调制在伪码上的电文信息，通过电文信息和计算得到的tdoa，就可以解算出定位终端的绝对位置信息。

移动多媒体广播系统基站的第i个传输信号可以写成：

其中fc为载波频率，为初相位。

通过在移动多媒体广播网络信号上叠加伪码信号，定位终端可以在接收到多个移动多媒体广播系统基站发送的融合信号后，获得接收到不同基站发送的伪码信号的到达时间差，从而根据到达时间差实现利用移动多媒体广播系统对定位终端的定位。

如图3所示，为本发明实施例提供的一种基于移动多媒体广播系统的定位方法的流程示意图，包括如下步骤：

步骤s301：接收由多个移动多媒体广播网络基站发送的不同的融合信号组成的混合信号。

其中，融合信号是由移动多媒体广播信号和伪码信号叠加生成的。

具体的，定位终端接收到的融合信号可以表示为：

其中，n表示n个不同移动多媒体广播系统基站的n个不同接收信号，a⁽ⁱ⁾表示信号幅度，τi表示延迟，fd,i表示信号多普勒偏移，ω(t)表示均值为0，方差为的加性高斯白噪声。

步骤s302：对所述混合信号进行信号处理，滤除所述移动多媒体广播信号，得到混合伪码信号。

在该步骤中，定位终端在接收到混合信号后，将接收到的混合信号依次通过放大器、混频器、滤波器和模数转换器，滤除了混合信号中的移动多媒体广播网络信号，得到混合伪码信号，便于进行后续处理。

具体的，在滤波器中对混合信号进行滤波处理时的信号频率响应，可以表示为：

其中，b表示定位终端接收信号的带宽。

最终，经过放大、混频、滤波处理后，得到的混合伪码信号可以表示为：

其中，表示经过模数转换器量化之后的信号幅度，ts表示定位终端的采样时间，j表示虚数单位，fif表示中频信号的载波频率，cp()表示混合伪码信号，且r(n)＝r(nts)，ω(n)是定位终端接收到的融合信号表达式中ω(t)的数字采样形式，即均值为0，方差为的加性高斯白噪声。

在实际应用中，定位终端将接收到的射频信号进行放大、混频、滤波处理后，得到的是数字中频信号，而数字中频信号包含i/q两条支路。在进行自相关计算之前，可以随机选择一条支路的信号进行处理。

步骤s303：将所述混合伪码信号中的短码信号与本地存储的各个移动多媒体广播网络基站的伪码副本进行自相关计算，确定多个与所述移动多媒体广播网络基站对应的单路伪码信号。

由于短码信号的功率比长码信号高，因此在本步骤中，利用短码信号对伪码信号进行捕获，从而在混合的伪码信号中区别不同移动多媒体广播网络基站间的单路伪码信号。

具体的，将定位终端接收到的混合伪码信号中的短码信号与定位终端本地存储的伪码副本传输至匹配滤波器进行自相关计算，得到相关峰值，如果混合伪码信号中，一个短码信号与某一伪码副本之间的相关峰值大于阈值，则判断发送该短码信号的基站和该伪码副本对应的移动多媒体广播网络基站是同一个，从而将不同移动多媒体广播网络基站间的伪码信号区分开，以便于进行后续的跟踪处理。

其中，理想状态下的自相关函数可以表示为：

在以上公式中，τ表示信号延迟，tc表示码片速率，cp()表示混合伪码信号，cpn表示本地伪码副本，n为相关积分码片数，i为对应的第i个接收到的混合伪码信号和本地伪码副本的索引。

对上述自相关函数进行傅里叶变换，可以得到伪码信号的归一化功率谱密度，表示为：

gp(f)＝tcsincp(πftc)

也就是说，在步骤s302中，能够通过滤波器的信号功率比例为：

当码速率fc＝1/tc时，混合信号在不同的定位终端接收信号带宽下，能够通过滤波器的信号的比例如图4所示，其中，横坐标表示归一化滤波器带宽，纵坐标表示归一化相关值。

在本发明实施例中，已知定位终端的信号接收带宽有限，而且混合信号已经经过滤波器处理，而本地伪码副本没有经过滤波器的滤波处理，因此对短码信号的自相关计算过程与理想状态下不同。在本步骤中，将定位终端接收到的短码信号与定位终端本地存储的伪码副本在匹配滤波器中进行自相关计算用到的自相关函数为：

在以上公式中，τ表示单路伪码信号的信号延迟，b表示定位终端的接收带宽，gp()表示伪码信号的功率谱密度，f表示在-b/2至b/2的频带范围内能通过的频率成分。

理想状态下和不同滤波带宽情况下的自相关函数的形状如图5所示，其中，横坐标表示信号延迟，纵坐标表示归一化相关值，三条曲线分别表示无限带宽、8mhz带宽和6mhz带宽下的自相关函数。

伪码信号的归一化功率谱密度形状如图6所示，其中，横坐标表示信号频率，纵坐标表示归一化功率谱密度。

最终经过自相关计算后，从匹配滤波器输出的单路伪码信号可以表示为：

其中，i()和q()分别表示同向和正交支路信号，cl()表示本地伪码副本，av是存储信号幅度，ω()是服从瑞利分布的噪声,nl表示匹配滤波器的长度，k是一个取值范围是从n至(n+nl-1)的变量。

由于定位终端的采样率fs是伪码信号的码速率fc的两倍以上，所以得到的码相位的精度只能保证在0.5码片以内的误差。因此，当匹配滤波器的输出值达到最大时，得到的信号延迟τ只是粗略码相位值。

此外，还可以利用并行频率搜索得到粗略的残余载波值，其中，并行频率搜索用到的公式为：

在以上公式中，表示第i个下变频和积分单元产生的本地频率。经过ts时间的积分后，会得到n个积分结果p1,p2,…,pn，取其中最大的三个结果pj,pk,pl和对应的本地频率

再通过二次曲线来拟合sinc²()函数：

其中a,b,c为二次曲线的系数，利用以下公式解出系数：

再根据二次曲线的顶点公式，拟合出sinc²()的顶点对应频率作为并行频率捕获结果，即为残余载波值，表达式为：

步骤s304：对所述多个单路伪码信号中的长码信号，利用信号跟踪技术，分别得到所述多个单路伪码信号之间的到达时间差。

在本步骤中，将上一步骤中获得的各个单路伪码信号的粗略码相位和残余载波值作为触发信号，可以触发跟踪环路。跟踪环路被触发后，就可以对各个单路伪码信号中的长码信号部分进行跟踪，从而得到各个单路伪码信号的伪码相位值。

具体的，跟踪环路可以分为两部分，载波环路和码环，如图7所示，为跟踪环路的原理图。

各个单路伪码信号中的长码信号进入载波环路后，通过载波环路中的载波鉴相器、载波环路滤波器和载波数控振荡器，载波环路从而得到伪码信号的残余载波估计值，将伪码信号中的残余载波剥离。

其中，在载波数控振荡器中，会产生相互正交的正弦和余弦信号，可以分别表示为：

μos(t)＝sin(2πfncot+θnco)

μoc(t)＝cos(2πfncot+θnco)

在以上表达式中，fnco和θnco分别是数控振荡器的频率和初相位，μos为正弦信号，μoc为余弦信号。为了进一步剥离残留载波，在载波剥离模块中进行如下运算：

i＝sif,i·μoc+sif,q·μos

＝aifm(t-τ)c(t-τ)cos[2π(fd-fnco)t+(θif-θnco)]

q＝sif,q·μoc-sif,i·μos

＝aifm(t-τ)c(t-τ)sin[2π(fd-fnco)t+(θif-θnco)]

其中，sif,i和sif,q为输入信号i路和q路，m()代表定位数据码，c()代表伪码，τ为信号延迟，fd为残余载波频率，θif代表接收信号中频相位。在载波剥离过程中，通过调整fnco和fd一致从而剥离fd，而θif和θnco在载波剥离过程中为定值，不影响残余载波剥离，只需把fd剥离即可。

剥离残余载波后的信号再进入码环，码环通过积分-清零器中的相关运算，将超前路和滞后路的伪码相位值送入伪码鉴相器鉴相，伪码鉴相器求出本地伪码与接收到的单路伪码信号之间的伪码相位差，再将差值送入伪码环路滤波器，得到伪码相位差的估计值，从而根据伪码相位差的估计值，调整伪码发生器中的码频率,使得本地伪码副本尽可能和输入信号中的码相位保持一致，最终得到各个单路伪码信号的伪码相位值。

得到各个单路伪码信号的伪码相位值后，就可以通过计算得到各个单路伪码信号之间的伪码相位差，即不同接收基站的到达时间差。

步骤s305：根据所述多个单路伪码信号之间的到达时间差，分别得到所述多个单路伪码信号对应的基站与所述定位终端之间的距离之差，从而确定所述定位终端的位置信息。

利用到达时间差进行定位的方法从几何意义上看可以理解为是一种双曲线定位方法。根据不同移动多媒体广播网络基站的伪码信号之间到达定位终端的时间之差，可以计算出不同移动多媒体广播网络基站到达定位终端的距离之差，然后就能作出以移动多媒体广播网络基站所在的位置为焦点，定位终端到不同移动多媒体广播网络基站的距离差为长轴的双曲线，双曲线之间的交点就是定位终端的位置。

由以上可见，在本发明实施例中，通过在移动多媒体广播信号上叠加伪码信号，可以实现通过移动多媒体广播系统对定位终端进行定位，由于移动多媒体广播网络信号比传统的全球导航定位系统的信号传播性更强，因此通过本发明实施例提供的方法，可以减小环境因素对定位终端进行定位的有效性和精度造成的影响。

然而，在衰落信道中，信号强度有时会出现剧烈抖动，这种情况下对混合信号的跟踪就不会十分稳定，导致难以输出准确的伪码相位值，从而终端定位造成困难。因此，如图8所示，为本发明实施例提供的另一种基于移动多媒体广播系统的定位方法的流程示意图，通过对混合信号进行快照存储，解决了衰落信道中对信号跟踪困难的问题，包括如下步骤：

步骤s801：接收由多个移动多媒体广播网络基站发送的不同的融合信号组成的混合信号。

其中，融合信号是由移动多媒体广播信号和伪码信号叠加生成的。

步骤s802：对所述混合信号进行信号处理，滤除所述移动多媒体广播信号，得到混合伪码信号。

步骤s803：将所述混合伪码信号中的短码信号与本地存储的各个移动多媒体广播网络基站的伪码副本进行自相关计算，确定多个与所述移动多媒体广播网络基站对应的单路伪码信号。

步骤s804：选择一路信号强度最大的伪码信号作为目标伪码信号，对目标伪码信号中的长码部分进行跟踪。

在上一个步骤中，通过对混合伪码信号中的短码信号的自相关计算，同时还可以获得各个单路伪码信号的粗略码相位和残余载波值。

在本步骤中，从根据自相关计算得到的各个单路伪码信号中，选择一路信号功率最大的，作为目标伪码信号，将上一步骤中获得的目标伪码信号的粗略码相位和残余载波值作为触发信号，可以触发跟踪环路。跟踪环路被触发后，就可以对目标伪码信号中的长码信号部分进行跟踪，从而得到目标伪码信号的伪码相位值。

具体的，跟踪环路可以分为两部分，载波环路和码环。目标伪码信号中的长码信号进入载波环路后，通过载波环路中的载波鉴相器、载波环路滤波器和载波数控振荡器，载波环路从而得到目标伪码信号的残余载波估计值，将目标伪码信号中的残余载波剥离。剥离残余载波后的信号再进入码环，码环将超前路和滞后路的伪码相位值送入伪码鉴相器鉴相，再将鉴相结果送入伪码滤波器，得到伪码相位差的估计值，从而根据伪码相位差的估计值调整码环，最终得到目标伪码信号的伪码相位值。

步骤s805：当得到所述目标伪码信号的伪码相位值后，提取所述目标伪码信号的先验信息。

其中，先验信息包括：所述目标伪码信号的周期性信息。具体的可以是一个周期时间。

步骤s806：根据所述先验信息，确定所述目标伪码信号的下一个短码信号部分的到达时间。

步骤s807：当所述目标伪码信号的下一个短码信号部分到达后，存储一段所述混合伪码信号。

具体的，存储的混合伪码信号片段的长度要比匹配滤波器nl的长度大，存储的混合伪码信号片段的长度可以表示为：

其中，tsc表示存储时间，fs表示定位终端的采样频率。

步骤s808：将所述存储的混合伪码信号与本地存储的各个基站的伪码副本进行自相关计算，确定多个与所述伪码副本对应的单路伪码信号。

在本步骤中，由于存储的信号是一段混合伪码信号，无法区别不同移动多媒体广播网络基站之间的伪码信号，因此需要对存储的混合伪码信号再次进行数据选择和自相关计算，计算过程与步骤s803相同，这里不再赘述。

步骤s809：对所述多个单路伪码信号进行相关峰拟合，分别获得所述多个单路伪码信号在所述存储的混合伪码信号中的存储地址与对应的所述相关峰位置的偏移量。

在衰落信道中，通过对伪码信号的自相关计算，得到的相关峰与理想状态不同，因此无法直接通过跟踪环路得到各个伪码信号的伪码相位值，而需要通过对相关峰进行拟合，获得各个单路伪码信号在存储的混合伪码信号中的存储地址与对应的相关峰位置之间的偏移量，即各个单路伪码信号的自相关峰值。

举例而言，假设定位终端接收到序列号为pn_x和pn_y的短码,在存储器中序列pn_x和pn_y的位置如图9所示。

逻辑判断模块可以用于查找相关峰，并将相关峰附近的值送入相关峰拟合模块。通过对相关峰的拟合，可以获得序列pn_x和pn_y在存储的混合伪码信号中的存储地址与相关峰之间的相对关系，从而获得序列pn_x和pn_y的偏移量。

具体的，采用如下公式，对各个单路伪码信号进行相关峰拟合计算：

首先，通过对匹配滤波器输出的单路伪码信号表达式的推导，得到如下表达式：

然后，用理想状态下的自相关函数rp()代替上述表达式中的rl()，从而得到单路伪码信号的偏移量δx：

其中，fs为定位终端的采样率，fc为单路伪码信号的码速率。

通过对各个单路伪码信号的计算，就可以得到多个单路伪码信号在所述存储的混合伪码信号中的存储地址与对应的所述相关峰位置的偏移量，同理，可以得到δy。

步骤s810：根据所述偏移量，获得所述多个单路伪码信号之间的到达时间差。

具体的，到达时间差可以通过对偏移量的计算获得，计算公式为：

步骤s811：根据所述多个单路伪码信号之间的到达时间差，分别得到所述多个单路伪码信号对应的基站与所述定位终端之间的距离之差，从而确定所述定位终端的位置信息。

步骤s801至步骤s803与图3所示实施例中的步骤s301至步骤s303相同，步骤s811与步骤s305相同，这里不再一一赘述。

如图10所示，为与图8所示的本发明实施例提供的另一种基于移动多媒体广播系统的定位方法的流程示意图对应的算法原题流程图。

首先通过跟踪环路#1成功稳定跟踪目标伪码信号，然后提取出目标伪码信号的时间先验信息。根据时间先验信息进行一次快照存储，从下一个短码的到达时间开始，存储一段混合伪码信号。在数据选择模块，选择存储的混合伪码信号数据送入匹配滤波器做相关，匹配滤波器的输出送入逻辑判断模块，逻辑判断模块用于找到相关峰并将相关峰附近的相关结果送入相关峰拟合模块。相关峰拟合模块根据逻辑判断模块的输出值，相关峰拟合出相关峰的确切位置，并通过相关峰拟合得到偏移量，再通过计算得到最终的tdoa值。此外，可以将根据逻辑判断模块得到的同步信息和实时输入信号传输至跟踪环路#2，以便于继续跟踪伪码信号。

由以上可见，本发明实施例提供的方案，通过对定位终端接收到的混合伪码信号进行快照存储，对存储的混合伪码信号片段进行自相关计算处理，可以在衰落信道中实现对弱信号的到达时间差的获取，从而实现对定位终端的定位。

在本发明实施例的另一种实现方式中，可以利用泰勒展开拟合用于进行相关峰拟合的函数，从而提高对到达时间差的计算精度。

具体的，为了便于分析，可以引入因子β，将定位终端的信号接收带宽表示为：

b＝β/tc

则在有限带宽情况下，自相关函数rl()可以表示为：

其中，

可以对si()进行泰勒展开，以提高相关峰拟合的精度。如图11所示，为不同的泰勒展开拟合次数对到达时间差计算精度的影响，其中，横坐标表示信号延迟，纵坐标表示误差，三条曲线分别表示进行20次、22次和24次泰勒展开后的tdoa计算精度。

具体的，对si()进行24次泰勒展开后的结果如以下公式所示：

在实际应用中，基于移动多媒体广播网络信号的定位方法，当泰勒展开拟合相关峰拟合函数的次数达到24次时，相关峰拟合的误差可以控制在1×10^-5以内，已经满足对定位终端进行定位的精度要求。泰勒展开的拟合次数越多，误差越小，计算得到的到达时间差越精确，这里对泰勒展开拟合的次数不做限定。

如图12所示，比较了理论计算和24次泰勒展开近似对比结果，其中，横坐标表示输入信号延迟，纵坐标表示归一化相关值，两条曲线分别为理论计算和24次泰勒展开后的计算结果。由图12可见，24次泰勒展开的拟合函数可以准确计算带限信号的相关值。

举例而言，用根升余弦滤波器将无限带宽压缩在8mhz内，产生3组定位信号，将移动多媒体广播网络信号叠加在3组定位信号上。产生的信号码相位差已知，最后加入高斯白噪声。利用常规方法跟踪一路强信号，另两路信号用本发明实施例提供的定位方法。剥离掉残余载波后，验证不同信噪比下所提算法的优势，对比二次拟合法、本发明实施例提供的理想状态下无限带宽的算法和利用泰勒展开的算法。

其中，融合定位信号采用金码，其余参数如下表所示：

在不同信噪比的情况下，对于具有固定码相位差的信号进行100次蒙特卡罗仿真，得到到达时间差的误差估计值绝对值的平均值。用于比较的三个到达时间差估计算法基于一组定位信号的精确跟踪，避免由捕获错误引起的多个码片的到达时间差误差。其结果如图13所示，其中，横坐标表示信噪比，纵坐标表示tdoa误差估计值绝对值的平均值，三条曲线分别为利用上述三种方法对tdoa进行计算后的误差结果，可以看到无论信噪比高低，本发明实施例提供的对相关峰拟合进行泰勒展开的方法的到达时间差估计误差都低于其他两种算法。

由以上可见，本发明实施例提供的方法，通过对相关峰拟合函数的泰勒展开，提高了到达时间差估计精度和信号幅度估计精度，由此提高了接收信号信噪比估计精度，从而提高了定位终端的定位精度。

如图14所示，本发明实施例提供了一种基于移动多媒体广播系统实现的定位终端，所述定位终端包括：

信号接收器1410，用于接收由多个移动多媒体广播网络基站发送的不同的融合信号组成的混合信号；其中，所述融合信号为：移动多媒体广播信号和伪码信号叠加生成的信号。

信号转化器1420，用于对所述混合信号进行信号处理，滤除所述移动多媒体广播信号，得到混合伪码信号。

第一自相关计算处理器1430，用于将所述混合伪码信号与本地存储的各个移动多媒体广播网络基站的伪码副本进行自相关计算，确定多个与所述移动多媒体广播网络基站对应的单路伪码信号。

信号跟踪处理器1440，用于对于所述多个单路伪码信号，利用信号跟踪技术，分别得到所述多个单路伪码信号之间的到达时间差。

定位计算处理器1450，用于根据所述多个单路伪码信号之间的到达时间差，分别得到所述多个单路伪码信号对应的基站与所述定位终端之间的距离之差，从而确定所述定位终端的位置信息。

在本发明的一个具体实施例中，移动多媒体广播网络系统基站发送的信号可以通过射频模块接收处理，转化为数字零中频信号进入fpga(field－programmablegatearray，现场可编程门阵列)，fpga进行定位信号的捕获，跟踪等操作，将计算结果通过ebi总线发送给arm处理器进行程序流程控制，最终定位信息可通过蓝牙或串口等传送给上位机进行定位解算。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

本说明书中的各个实施例均采用相关的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。