用于物理和信息信号导引的复合成方法和系统与流程

特别地，本发明集中于称为飓风扩散和压缩系统(hscs)的复合成方法/系统。

hscs允许生成合量复信号(复矢量)，其是多个l三维(3-d)复正交信号的线性组合(其中l是整数，其值包括在[1；∞]区间内)。这些正交信号都与相同的f0频率相关。它们中的每个第l个(其中l＝1,...,l，是相关模式系数)占据有限的所需频率带宽bbl≤f0。

根据本发明设想的方法，每个上述正交信号被生成为与l个独立物理信号中之一双射。

这种独立物理信号不是正交信号，但是同时占据重叠的独立频带bbl。

同时，根据我们的方法，每第l个上述正交复信号被较好地表示为km正交复信号的线性组合(其中k和m是整数，其值包括在[1；∞]区间内，k＝1,...,k是相关的频率步长指数，并且m＝1,...,m是相关的方位角相位步长指数)。

由lkm正交信号组成的合量复矢量占据有限的频率带宽bwrf≤bw0(例如bw0＝f0)。后者的值等于l个输入信号bbl中的最大者，其中l＝1,...,l，bwrf＝max[bbl]。

由本发明生成的l个正交信号集明确地表征特定的复代数矢量空间，其是3lm标量维度(3lkm-d)和3lkm单元矢量的线性组合。

因此，由本发明的方法指定的复矢量空间是代数希尔伯特空间。

相反，在根据本发明通过3lkm标量维度3lkm-d和3lkm单元矢量的线性组合的方法生成的复矢量空间中，总是可以检测本发明方法生成的与相同l个物理信号双射的每l个正交复矢量。

这样，本发明允许将可用频带的容量乘以l。本发明方法设定l值，而与可用频带和中心频率无关。

我们的方法还允许沿传播轴线分配指定为非零的合量poynting矢量值。另外，本发明的方法允许测量可能的poynting矢量值，当甚至沿着所有传播轴线不同于零时。

需要强调的是，在没有本发明的情况下不可能实现的这些性能提高了下述的效率：

·传递信道

·存储空间

·信号

ο在链路上发送出去

ο朝向任何自然物理现象(即，大气或气候现象或其他)辐射，以便产生干扰，引起适当的控制动作。

背景

早于本发明的技术仅使用单维(1-d)或平面(2-d)矢量干涉仪方法。例如，在电磁场传播中，这种以前的技术仅使用temte和tm实模式近似(参见参考文献[10])。

如众所周知的(参考文献[7][10][11]，在这种近似中，以前的系统没有考虑到电(e)场和磁(b)场相位的第二时间导数可忽略不计，以及通过电场(e)和磁场(b)相位二者的第一时间导数导出的二次项；此外，它们忽略了场本身的纵向电磁分量。

在以前的方法中，例如，在用于来自宇宙本体的弱辐射的天体物理观测的那些方法中，(参见参考文献[2]、[3]和[13])可以发现如下的关键点：

·可以仅指定或检测矢量或标量横向场分量；

·在远距离系统中，包括在纵向轨道角动量(oam)分量中的许多辐射能量(信息)丢失。

·忽略了每个纵向场分量，因此发生方位角相位模糊；

·检测期间发生严重的破坏性干涉测量误差。破坏性作用与传播距离以及l值成比例增加[1]、[2]和[3]；

·远距离系统灵敏度以及具有非常弱的横向分量的近辐射检测被破坏性平面干涉测量方位角相位误差严重限制；

·由检测模糊引起的误差制约波传播模式近似的有效性。

·oam模式的最大数量l的值被方位角相位干涉极大限制。

·由于距离的极大增加，发生信道的数量l的进一步缩减，例如在卫星通信应用中；

·沿纵向传播轴线的poynting矢量计算值总是等于零；

·近似工作仅用于tem、te或tm实模式(参考文献[1]、[2]、[3]、[10]和[11])；

·在物理学文献中众所周知的是，远距离场测量方法与近距离场测量方法有很大不同。

范围

本发明的范围是：

·寻找上述问题和关键点的解决方案；

·改进与观测的波束方程复模式相关的角动量(anm)和oam近似；

·促进创新应用。

目标

本发明的目标是一种方法和/或系统，如在所附的责任声明中所述的，该责任声明是本说明书的组成部分。本发明涉及物理信号处理。

通用的第l(其中l＝1,...l)个周期性物理信号由周期性复函数sfl(t)表示。sfl(t)描述了时空域中的通用自然或人工物理事件。它定义在欧几里德三维(3-d)空间中。在hscs输入处获得sfl(t)。

物理事件的实例是原子辐射或声学、或气候、或热力学、或引力波传播，例如来自任何宇宙黑洞的引力波传播，或电磁波，例如来自早期宇宙的电磁波，等等事件。

以下内容应该仅被认为是指示性的而非限制性的。首先，本发明的说明书示出了广义代数模型，该模型对于每个提出的具体发明实现是有效的，并且接下来在其后详述了每个所提出的具体发明实现。

下面详述的每个实现模型被认为是基本模型的组成部分，并且其还被认为作为表征本发明方法的必要。

在下面描述的附图中提供的一些实现的详细描述中突出了本发明的特征和优点：

图1示出了根据本发明的系统工作原理的框图。该框图指出了与所要求的复矢量空间生成和/或检测相关的hscs的发明实现；

图2示出了在hscs系统中实现特定i/o输入接口的框图的细节。该框图指出了一种发明实现，其呈现了信号数据和“控制数据”生成器。

图3示出了图1中描述的oam发送器调制器的工作原理图的细节。该框图指出了其中l＝3，k＝1和m＝4的啁啾和偏移线性相位调制器的发明实现。

图4示出了图3的细节。该框图指出了一种发明实现，其呈现了与在特定情况下的第lkm个信号合成有关的复(i和q)生成器(例如，在特定情况下：用单边带信号，ssb，作为载波)、下采样器和换能器，“a”：连续啁啾连续相位。

图5示出了图3的细节。该框图指出了一种发明实现，其呈现了与在特定情况下的第lkm个信号合成有关的复(i和q)生成器(例如，在特定情况下：其中单边带信号，ssb，作为载波)、下采样器和换能器，“b”：步进啁啾连续相位。

图6示出了图3的细节。该框图指出了一种发明实现，其呈现了与在特定情况下的第lkm个信号合成有关的复(i和q)生成器(例如，在特定情况下：其中单边带信号，ssb，作为载波)、下采样器和换能器，“c”：步进啁啾步进相位。

图7示出了图3的细节。该框图指出了一种发明实现，其呈现了与在特定情况下的第lkm个信号合成有关的复(i和q)生成器(例如，在特定情况下：其中单边带信号，ssb，作为载波)、下采样器和换能器，“d”：步进频率步进相位。

图8示出了图1的细节。该框图指出了一种发明实现，其呈现了检测器、复(i和q)提取器、下采样器hscslm^-1和输出接口，其中l＝3、k＝1和m＝4。

图9示出了图8的框图的细节，在所有情况(a、b、c、d)下与第lkm个信号相关的实现。该框图指出了一种发明实现，其呈现了数字相位检测器(dpd)和提取器。

图10示出了由本发明限定的特定hscsi/o接口的框图的细节。

图11示出了图1的细节。该框图指出了发明实现的实例，其呈现了模拟宽带宽2^nd阶功率采集检测器和复(i和q)提取器和压缩器，使用特定栅极源极短路配置中的损耗mosfet桥。

图12示出了图1的细节。该框图指出了发明实现的实例，其呈现了模拟宽带宽2^nd阶功率采集检测器和复(i和q)提取器和压缩器，使用特定达林顿栅极1源极2以及栅极2源极1相关短路配置中的损耗mosfet桥。

图13示出了图1的细节。该框图指出了hscslm-1发明实现的两个实例，其呈现了两个圆极化模拟宽带宽2^nd阶功率采集检测器和复(i和q)提取器和压缩器配置，使用特定达林顿栅极1源极2以及栅极2源极1相关短路配置中的损耗mosfet桥。

图14示出了图1的细节。该框图指出了hscslm^-1发明实现的实例，其呈现了线性极化模拟宽带宽2^nd阶功率采集检测器和复(i和q)提取器和压缩器配置，使用特定达林顿栅极1源极2以及栅极2源极1相关短路配置中的损耗mosfet桥。

图15示出了matlab(或其他)代码程序的框图的细节，该代码程序可以用于计算如本发明所限定的hscs系统设计的参数。

图16指出了图15的细节。它是matlab(或其他)代码中的圆极化前端模拟器框图的简化实例，用于验证根据本发明的hscs系统中的项目参数。

图17指出了图15的细节。它是matlab(或其他)代码中的线性极化前端模拟器框图的简化实例，用于验证根据本发明的hscs系统中的项目参数。

图18指出了图15的细节。它是matlab(或其他)代码中的提取器和压缩器模拟器框图的简化实例，用于验证根据本发明的hscs系统中的项目参数。

发明定义

本发明系统的hscs生成3lkm-d维代数希尔伯特空间。它与多个三维(3-d)复矢量双射，这些复矢量定义在复标量笛卡尔(x、y、z)和/或矢量欧几里得(x、y、z)空间参考系统中。

显然，这种空间参考系统分别与标量(φ、θ、z)和/或矢量(φ、θ、z)空间相关。

本发明中的信号类别

ο第l个物理信号是复周期性函数，sfl(t)，其描述物理事件的特定时间变化(自然和人为二者)。

ο电信号，sel(t)，是来自通用换能器的输出信号。其变量(在时域和/或频域中)与属于自然或人为物理事件sfl(t)的变量双射。

传输待处理的信息(或能量)的内容的第l个通用的独立电信号，sel(t)，可以以下面两种代数形式出现：

οml(t)：周期性复函数，其中，其频率为fbbl≤f0，并且其频率带宽为bbl≤bw0以及指数l＝1,...,l：ml(t)＝mlexp(-j2πfbblt)。

οsil(t)：通用的组成式周期性复函数。它是ml(t)的组成函数。sil(t)可以采用两种形式；

1.多项式函数，由r分量组成(其中r是整数，其值包括在[1；∞]区间内)。fdm信号序列，例如，每第r个多项式(其中r＝1,...,r)呈现有限的独立频率带宽，bbr≤bbl，其不重叠并且其与另一个连续。由r多项式频率带宽组成的合量是bbl＝σ^rr＝1bbr。

2.具有频率载波f0和通用ml(t)调制信号的单个通用调制函数(任何调制，诸如数字和/或连续调制，角度和/或幅度相关的调制)。在最简单的情况下，例如：

sil(t)＝f[m(t)；f0]＝mlexp[j2π(f0-fbbl)t]。

每第l个(其中l＝1,...,n)sil(t)，电信号函数，具有其自己的bbl独立频率带宽，此外：

bbl≥fsl≥fbbl；∑^ll＝1bbl≤lf0；∑^ll＝1∑^mm＝1bbl_≤_lmf0并且bw0≥bbl。

οsl(t)＝s[m(t)；f0]是由本发明实现生成的第l个复时间函数(或频域中的sl(jω))。其独立且有限的频率带宽为bwsl≤bbl。其中心频率为fsl≤f0。

在最简单的情况下：fsl＝f0-fbbl

使得：

∑^ll＝1bwsl≤(l)bw0并且∑^ll＝1∑^mm＝1bwsl≤(l)mbw0。

οslkm(t)＝s[sl(t)；l；k；m]是由本发明方法生成的第lkm个复函数。它取决于sl(t)和索引l、k和m。例如，其独立且有限的频率带宽是bwslkm≤bbl[(l-1)k+k]m。其中心频率为fslkm≤f0[(l-1+k/k])。在最简单的情况下：fslkm≤(f0-fbbl)[(l-1)+k/k]

发明概念

hscs系统开发了l个指定的独立非正交函数(或代数标量多项式函数)ml(t)(或sil(t))的线性组合，与l空间(3-d)正交复矢量函数双射。由本发明方法生成的所有正交复矢量与频率f0相关。

hscs(3-d)正交复矢量识别明确的(3-d)复矢量空间，其是代数希尔伯特空间。

如果每个独立ml(t)(或sil(t))频率带宽bbl也受限制，则复矢量空间指定的频率带宽是bwrf。

由本发明生成的每个hscs第l个正交矢量配备有相同的请求时间相位f0t和指定的第l个(3-d)特定球面空间相位ψl(lf0；lφ)。

ψl(lf0；lφ)由本发明方法指定并且是时间无关的。一旦设定了f0，ψl(lf0；lφ)仅属于l相关指数值。本发明将ψl(lf0；lφ)设定为由一对时间无关的平面相位组成：

·方位角相位，其值取决于lφ，包括在[0；l2π]区间中

·倾斜相位，其值取决于lf0，包括在[-(90°-π/2l)，(90°-π/2l)]区间内

相反，通过本发明方法hscs，可以从任何3-d复矢量空间检测相同的矢量空间正交复矢量(图8)。

单独地或同时地，本发明的hscs提取所有必需且足够以重建所有所需lml(t)或sil(t)的所需3-d正交复矢量。

本发明方法的工作原理基于hscs算子，其是本发明的组成部分以及其特征之一。根据本发明方法，hscs又由四个基本算子组成，其描述如下：

hscslkm变换算子

指示为hscslkm的变换算子(参见图1的框12000)是本发明的组成部分以及特征部分。其是线性算子。其由所有的lkmslkm(t)线性组合定义。hscslkm表示为3lkm复正交矢量的线性组合。每个矢量又是3lkm单元矢量的线性组合。本发明指定lkm系数clmslkm。根据特定应用以及l、k和m指数值(数据和频率带宽压缩/解压缩，和/或信息或能量导引/提取等)计算每个clmslkm(例如通过matlab代码)。hscslm标量表达式为：

hscslkm＝

＝∑^ll＝1∑^kk＝1∑^mm＝1slkm(t)＝∑^ll＝1∑^kk＝1∑^mm＝1clmslkmexp{-j[2πf0t+ψlkm(lf0；lφ；k；m)]}

ge(λ0)换能器算子

本发明的换能器算子由其指定的传递函数ge(λ0)定义。

ge(λ0)将hscslm输出变换为物理信号(参见图1的框13000)。hscs使用ge(λ0)来生成与本发明复矢量空间相关的场。其实现取决于具体的发明应用。例如，在电磁应用中，ge(λ0)代表发射器天线传递函数。

gc(λ0)传感器算子

本发明的传感器算子由其指定的传递函数gc(λ0)定义。

gc(λ0)将物理信号变换为特定电信号(参见图1的框15000)。

通常，gc(λ0)是ge(λ0)的逆，或者在许多其他应用中，gc(λ0)≠1/ge(λ0)是可能的。其实现取决于具体的发明应用。hscs使用gc(λ0)来同时地或分别地检测与f0相关的所有lkm个正交复矢量。

hscslkm^-1反变换算子

hscslkm^-1反变换算子(参见图1的框16000)是本发明的组成部分以及特征部分。它是线性算子。它由hscslm算子的逆线性组合定义。hscslkm^-1允许同时地或分别地提取与f0相关的所有lkm个正交复矢量。

hscslkm^-1[hscslm]＝∑^ll＝1∑^kk＝1∑^mm＝1hscslkm^-1[slkm(t)].

本发明的hscslkm^-1重建所有l个请求的ml(t)或sil(t)独立函数。

因此，本发明的hscs由两个不同的部分组成，其被认为是两个单独的子系统：

1.发射器：ge(λ0)*hscslm＝ge(λ0)*[∑^ll＝1∑^kk＝1∑^mm＝1slkm(t)]，与hscslm线性变换算子和ge(λ0)换能器算子过程有关。子系统生成复矢量空间(希尔伯特空间)和请求的相关复场。子系统由矢量复标量系数3lkmx3lkm矩阵表征。通过本发明方法产生的复矩阵，例如在电磁情况下，描述复标量场分量幅度分布，其满足近轴近似中的波动方程(参见参考文献[10])。

2.收集器：

gc(λ0)*hscslkm^-1＝gc(λ0)*hscslkm^-1[∑^ll＝1∑^kk＝1∑^mm＝1slkm(t)]，与ge(λ0)传感器算子和hscslkm^-l线性反变换有关。子系统检测并提取与f0相关的复正交矢量。该子系统的特征是矢量复标量系数为3lkm×3lkm矩阵。由本发明方法产生的子系统矩阵是上述第一个的逆。

oam空间相位合量

由本发明生成的指定复矢量3lkm维空间的oam空间相位合量在下面指示：

ψlm(lf0；lφ)＝ψ[ψlkm(lf0；lφ；k；m)；l；k；m]

一旦设定f0，本发明ψlm(lf0；lφ)属于由本发明方法指定的l、k和m参数值。ψlm(lf0；lφ)是时不变的并且由本发明方法指定。

第l个调和相位

本发明的第l个调和相位是：flt＝lf0t。

第l个oam模式的相关载波频率

通过本发明方法生成第l个oam模式的相关载波频率。它与基础频频f0＝2πω0有关。它取决于具体应用，f0和l指数。它的表达式例如在最简单的情况下为：

ωrfsl＝ω0-ωbbsl；和dφ/t0＝ωrfsl

此外，根据本发明方法，结果如下：

第l个方位角相位：和

第l个倾斜相位：和θ＝90°-θrfsl；dθ＝-θrfsl

信道系数：l＝1/tgθrfsl

本发明的发展环境

此处考虑了本发明的三种可能的发展环境。在不排除任何其他发展环境的情况下，它们在下面以说明性而非限制性的方式列出：

1.物理：自然和/或非自然(人造)和/或合成(电子和/或机械等......)；

2.理论数值；

3.理论代数。

实现的方式

本发明的实现方式是：

·完整的系统，hscs(参见图1)；

·单个独立的子系统，两者中之一分别为：

ο发射器：[hscslkmge(λ0)](参见图3)；

ο收集器：[gc(λ0)hscslkm^-1](参见图8)。

实现的类型

考虑了五种可能的实现类型。它们中的每一个都被认为是本发明的组成部分。

它们由其具体的实现复杂程度来确定。本发明方法通过使用hscs的不同架构来实现它们中的每一个。每种类型允许相关相位误差容限的不同改善因子。该相位误差容限因子与实现复杂度的具体程度成反比。它们都是可行的，并且如下列出：

a.连续啁啾和连续相位。其实现复杂程度很高。它在各种条件下都有效，特别适用于提到的理论代数环境应用；

b.步进啁啾和连续相位。它的实现复杂程度超过中等。它在各种条件下都有效，特别适用于提到的理论数值环境应用；

c.步进啁啾和步进相位。它的实现复杂程度是最优的。它在各种条件下都有效，特别适用于提到的自然物理环境应用；

d.步进频率和步进相位。它的实现复杂程度较低。它在各种条件下都有效，特别适用于提到的物理环境应用；

e.模拟宽频率带宽。它的实现复杂程度较低。它在各种条件下都有效，特别适用于提到的物理以及功率传递和能量采集及测量环境应用。

本发明方法仅使用一种功能方案(参见图1)来实现上面强调的四种类型中的任何一种。本发明方法的方案由七个等效的功能框组成。一个框的输出是下一个框的输入。将根据所需的具体实施类型详细说明由本发明方法定义的每个功能框。

发明实现的概述

参照附图，根据本发明，提供了一种方法来导引和传递由sfl(t)表示的多个周期性独立物理信号，sfl(t)是时域t中的复函数，其中l是整数，其值包括在[1；∞]区间内并且l＝1,...l，每一个占据bbl独立频带，例如bbl＝[(f0-fbbl)，f0]，这种独立信号中的一些例如是：电信号、电磁信号、数字和/或模拟信号、机械振荡信号、压力波信号、光学信号。本发明方法从这些独立信号生成单个复信号，该单个复信号是l个正交分量的合量信号。这些正交分量中的每个第l个正交分量与相应的sfl(t)双射。单个复信号在频率f0处相关并且占据等于所述bbl频带中的最大频带bwrf＝max[bbl]的单个频率带宽。本发明方法执行以下步骤：

a.获取(11000)物理信号sfl(t)并通过一个或多个换能器将它们变换(11000)成电信号；

b.从前一步骤的每个电信号中提取(11000)相关信息内容作为调制函数ml(t)；

c.执行(11000)ml(t)的傅立叶变换，得到函数ml(jω)；

d.对于每个调制函数ml(jω)，生成(12100)具有载波频率f0和调制函数ml(jω)的相应的周期性数字信号pl(jω)＝sl(jω)；

e.对于每个周期性数字信号pl(jω)，生成(12100)一对正交的信号；

f.对于步骤e中提到的每对正交的信号，生成(12100)k*m对信号pplkm(jω)＝slkm(jω)，其中k和m是整数，其值包括在[1；∞]区间内并且k＝1,...,k以及m＝1,...,m。通过随后以任何顺序执行或同时执行的下述步骤生成每对信号pplkm(jω)：

o.执行km次啁啾调制，每次调制由相应的频率增量δflkm＝[(l-1)+k/k](f0-fbbl)表征，k在时间间隔δt＝t0内以时钟频率fc≥2lkmf0变化；

o.执行km次相位线性调制。k*m次相位线性调制中的每一次由相应的相位增量δφlkm＝-l[1-(k-k)/k](m/m)2π表征，k和m以时钟频率例如fck≥2lkmf0变化；

g.以频率f0对所述信号对pplkm(jω)进行下采样(12200)，从而获得一对导引信号pp⁰lm(jω)，其构造为具有与其他(l*k*m-1)个信号对中的每个正交的空间相位(3d)，而且此外它们与f0相关；

h.对所有l*k*m对正交pp⁰lkm(jω)分量进行矢量求和(12200)，从而获得占据带bwrf≤f0的lkm维信号pp⁰(jω)对。

i.将lkm维信号pp⁰(jω)发送到调谐到f0的信号发射器-换能器(13000)，其执行任何极化。

根据本发明，步骤h也可以通过步骤g中产生的所有正交信号的简单收集节点来实现。

根据本发明，步骤e和f也可以倒置。

根据本发明，步骤e和/或f和/或g和/或h和/或i也可以同时执行。

根据本发明，步骤i的换能器也可以是具有单一(unitary，统一的)传递函数的信号传输装置(例如电缆连接器)。

根据本发明，还提供了一种用于提取由时域t中的复函数sfl(t)表示的多个周期性物理信号的方法，其中l是整数，其值包括在[1；∞]区间内并且l＝1,...l，每一个均占据bbl独立频带(例如bbl＝[(f0-fbbl)，f0])，该周期性物理信号诸如为电信号、电磁信号、数字信号、机械振荡信号、压力波信号、光学信号。

提取始于单个信号，该单个信号与频率f0相关，该单个信号占据宽度等于所述频带bbl中的最大频带bwrf＝max[bbl]的频带，其中执行下述步骤：

j.通过调谐到f0的执行任何极化的传感器检测(15000)所述复单信号以获得pp⁰(jω)＝hscslm；

k.在时钟频率fck下以频率f0将复相关器应用于(16100)所述传感器检测到的信号，从而获得lkm对信号，pp⁰lkm(jω)＝hscslkm^-1(slkm)；

l.针对l＝1,...l中的每个值或单个值，以时钟频率fck对每个信号对pp⁰lkm(jω)执行(16200)km次现代(contemporary，近代，近现代)卷积，km次卷积被配置为在间隔t0中在频移δflkm＝[(l-1)+k/k](f0-fbbl)和方位角相位延迟δφlkm＝-l[1-(k-k)/k](m/m)2π的情况下从所述信号对提取km个相应的啁啾，获得相应的信号对，其中对于每个l，k＝1,...k并且m＝1,...m；

m.对每个l值的km个分量ppl(jω)求和(16200)，从所述具有变化的l的单个信号获得所有独立调制函数ml(jω)；

n.执行ml(jω)的傅立叶反变换(16100)，并且从而获得相应的调制函数ml(t)；

o.如果需要，通过一个或多个换能器将ml(t)转换(17000)为sfl(t)。

根据本发明，根据权利要求1至5中任一项，所述唯一信号也可以是由所述调谐到f0的信号的发射器-换能器13000)发射的信号。

根据本发明，步骤i的极化也可以与步骤j的极化相同或不同。

根据本发明的一方面，在步骤f和/或相应地在步骤l中，m和/或k和/或l的值无穷大，从而获得无限连续啁啾和线性相位调制分量，其中求和被整体操作替换。

根据本发明的一方面，起始周期性物理信号集被细分为多个周期性物理信号，对于该多个周期性物理信号中的每个元素应用该方法的步骤。

根据本发明的一方面，提供了一种计算机程序，包括以这样的方式设置的代码工具：当在所述计算机上运行时，执行根据任何前述权利要求的方法的步骤b到h和/或k到n。

根据本发明的一方面，提供了一种用于导引和/或提取多个物理信号的系统10000，其中该系统包括：

-最初物理信号集的获取设备11000；

-一个或多个换能器11000，用于将最初物理信号变换成电信号；

-计算机化子系统12000，根据权利要求1至5中任一项所述的方法的步骤b至h处理所述电信号，从而获得一个或多个最终电信号；

-一个或多个换能器13000，用于将所述最终电信号变换成最终物理信号；

-发射装置13000，用于发射所述一个或多个最终物理信号；

和/或

-传感器15000，用于获取所述一个或多个最终物理信号；

-一个或多个换能器15000，用于将物理信号变换成电信号；

-计算机化子系统16000，用于根据依据本发明的方法的步骤k至n处理所述电信号，获得一个或多个电信号；

-一个或多个换能器17000，用于从所述电信号获得所述最初物理系统。

描述根据本发明的广义代数模型的实现

以下实现实例可以应用于最普遍的情况(因此应用于在所有a、b、c、d、e中已描述的情况)。这种发明实施现特别适用于理论代数连续谱(连续啁啾连续相位，已经提到的“a”情况)的更复杂情况。

实际上，根据要求的近似度，它的实现需要比其他四种情况(b、c、d和e)更高的过程精度和重复技术水平。

一旦下面的值已经固定：

-f0；

-frfl，第l个载波(例如，在最容易的情况下：在frfl＝f0-fbbl)；

-l，分量的数量

-lkm，相位步进[例如最容易的情况，其中k＝1，相位步进变化值：从0到±l2π(方位角)；从0到±(π/2-π/2l)(倾斜)]。

根据本发明，指定了与项目相关的空间系数和参数，也使用例如已经提到的matlab代码作为编程工具，如下所述。

图1的输入接口11000

这里我们参照图示出了根据本发明的10000系统部分实现实例的图2中的流程图。

通用信号ml(t)＝mlexp(j2πfbblt)，或sil(t)作为替代，到达标准接口11001的输入。在通过11002框的一个反混淆多相滤波之后，信号被发送到11003框的采样器，其可以是串行数字到数字或模拟到数字标准转换器，频率速率为f＝fck。实例的频率速率已经设定为fck≥2lkmf0。对11003框的输出进行采样，并且在方便的情况下通过11004框进行调制。11004的输出到达可选阶段11005的入口。对应于以fck采样的复矢量ml(t)＝mlexp[j(2πfbblt)]，的11005输出是本发明的该处理阶段的输出。

可选地，该输出可以由11006fft阶段进一步处理，以提取与ml(t)消息频谱相关的数据。该可选过程的目的是生成被级联发送到11007框的标准控制器的控制数据。

11007控制器将“寄存器控制数据”处理成适当的数字格式。每个特定的第lkm“寄存器控制数据”被方便地发送到连续阶段的第lkm相关寄存器(图4的12108框)。

图1的扩展器(i和q)复生成器12100

在这种情况下，系统生成器用l*k*m个直接数字合成(d.d.s.)生成器装置的工作台实现(参见图3的实现框图，其中l＝3、k＝1、l＝4)。

图4示出了第lkm个单个基本dds生成器的具体详细开发。

与ml(t)信号有关的、作为图2的11007框的输出而获得的第lkm个“寄存器控制数据”进入图4的12108寄存器，专用于载波sl(t)，具有l、k和m系数的相应dds中的特定信息(例如，“ssb差量相位”)。要求第lkm个“寄存器控制数据”数字合成具有指定频率frfl的载波信号sl(t)。12100生成器中的每一个(参见图3)都被实现为d.d.s.并且其在图4中突出显示。对应于ml(t)信号的第l个控制数据，来自输入接口，进入hscs系统发明，对于数字合成具有f0载波和ml(t)调制的sl(t)信号是必不可少的，其中ml(t)调制具有需要的任何适当的调制，根据本发明的具体应用(在此处的实例中，考虑单边带，ssb)。

由本发明指定并包含在12108框中的、分配给“ssb差量相位”的具体信息的“寄存器控制数据”进入组合器，图4的12110框。因此，12110框提供与待发送到为相位累加器的12111框的sl(t)的即时增量相位值相关的数据。12111框输出数据进入12113框，其包括发起与ml(t)相关联的ssb信号数字直接合成的i和q对(参见图4)的代数结构(查找表)。

然后，i和q对的每个元素由第一谐振阶段12114自相关，其具有调谐到frf的乘法器作为代数模型。该经调谐的乘法器由并联放置且f0相关的几个同步数字谐振器构成(至少对于与ωbbl/ω0成比例的小相位误差ε)。这些同步数字谐振器在相同的时间和角度条件下，并且在相同的链接的信号ml(t))上同时起作用。

限制12114框的两个i和q对分别由两个同步多项式表示。这些同步多项式识别与相同的典型单载波频率有关的无限数量的同时互调产物(具有小于相应ωsl/ω0的小比例相位误差)。两个i和q对进入第二“谐振”12115阶段。该第二“谐振”12115阶段具有乘法器的代数模型。在12115阶段内，与两个输入序列中的每一个相关的每个同时分量由那里存在的另一序列的每个相同和同时的分量调制。

从12115框输出的i和q对进入具有f-1db＝(f0-fbbl)[(l-1)+k/k]的数字低通滤波器fir12116。低通滤波器fir12116负责具有f＞(f0-fbbl)[(l-1)+k/k]频率的谐波抑制，这是典型的第l个序列对i和q。

图1的复下采样器12200

图4的12216框的输出序列对(i和q)被添加并通过级联的两个框的序列进行下采样：

·求和，执行来自3d复空间中的滤波器(12216框)输出的所有lkm对的矢量加法(12217框)；

·数字f0乘法器(或混合器)，使用基于f0的复相关，将极性指定给12216框输出信号。取决于待指定的极化，可以以两种不同的方式实现极化。

1.具有圆形或甚至椭圆形极化的柱形结构(具有典型的复发散模式)。

这里，12218框复双混合器(一个cosf0t，并且另一个sinf0t)针对每个i和q生成两个正交输出。这些已经生成的输出信号对具有通用的复竖向和水平极化，指示为x^vi和x^hi(用于i)和x^vq和x^hq(用于q)，每个分别具有cosf0t或sinf0t载波。

组合器12219框随后级联，并单独地执行3-d空间中的两个矢量加法。由此得出，这两个合成矢量(分别表示为v和h)都与f0载波相关并且每个与另一个正交(90°异相)：

ο一个v为：x^vi+x^vq

ο另一个h为：x^hi+x^hq

2.线性极化(具有典型的复non-tem模式)。

在这种情况下，从前一12217阶段传出的所有lkm对中的每一个被发送到12220框。此处，lkm分量首先分别通过两个正交数字复混合器(一个cosf0t，并且另一个sinf0t)与f0频率相关。两个混合器的相应输出分量在此是同相的。因为它们也是正交的，所以在此它们彼此相加并且与f0频率相关。

可选地，该目的由图1的13023框实现。这样的目的，例如在执行线性极化场的电磁传输系统中，通过简单的λ0调谐天线来执行。在这种情况下，12220阶段被跳过并且不参与本发明过程。此外，可以通过将12116输出中的每一个(每个都与另一个正交)直接发送到12218或12220阶段的入口来实现框12217：然后，阶段12117变为仅是功能象征。

可选地，从12119或12120框传出的lkm输出分量中的每一个进入d/a转换器(12221)(在需要生成模拟场的情况下)。12221框的输出是12222框——低通或带通滤波器(也是可选的)——的输入。在此处说明的实例中，通带宽度滤波器bwhscs＝bwrf负责释放在bw0频带重叠的每个正交分量。

图1的发射器换能器13000

为简单起见，此处在最一般的情况下，它是算子，基于由前一阶段指定的任何极性(线性、圆形或甚至椭圆形)，取决于来自前面阶段12119或12120的输出的每个i和q对生成代数场(参见图3-4)。

来自12222框的输出信号进入13023框。该框提供等于已经描述的ge(λ0)的传递函数。

实际上，换能器是可选的：对于最容易的情况，如通过数据网络(有线网络)传递数据，可能不会使用换能器。获得等效值，设定传递函数＝1(ge(λ0)＝gc(λ0)＝1)。

图1的场14000

13023框的输出是表示占据在无限复3-d空间中由hscslkm指定的bw0带宽的场的代数表达式。

可选地，来自13023框的输出(参见图1)进入组合器14024框(参见图1)。13023框执行hscslkm生成的场和属于其他不同复矢量空间的所有矢量元素的和，其具有在存在于相同的复无限3d空间中的bw0频率带宽内或外的所有可能的代数元素。

图1的收集器传感器15000

该收集器传感器执行逆换能器13000框的操作，并且它充当传感器的角色(图1中的15025框)。它是根据场极化实现的，并且其由已经描述的传递函数gc(λ0)表征。它揭示了由hscslm指定的复矢量空间的lkm个3-d正交矢量以及存在于其输入上的任何其他不同矢量空间信号，并将它们与f0频率相关。

所有那些复3d模式占据由落入区间(例如此处f＝[(f0-fbwo)，f0])中的频率定义的相同的指定带宽bw0，并且所有都是f0相关的。

传感器，如上面的换能器，实际上是可选的。事实上，在通过数据网络(例如：有线网络)进行简单数据传递的最容易的情况下，不需要传感器。这与将传感器和换能器传递函数置于1(ge(λ0)＝gc(λ0)＝1)相同。

图1的复提取器16000，hscslm^-1

此处从场的任何点和在每个t瞬间提取(根据本发明实现单独地或同时地)激活的l模式hscslm。取决于应用情况，每第l个线性组合可以是连续的或离散的。每第l个线性组合由相关的复周期性矢量代数表达ω0表示，并且其由具有3lkm个单元矢量的3lkm正交矢量组成。参照图1、8和9，发明实施方式描述如下。

可选地，适当的滤波器(图8的16126框)选择从(图1或8的)15025框传出来的分量。如果感兴趣的是单个第l个模式，则该滤波器选择带宽区间δf＝[(f0-fbwo)中包括的频率。

在所有l模式一起是感兴趣的事物的情况下，则可选滤波器将是低通滤波器，以便选择[0，lf0]区间中包含的频率。在数字数据网络上进行数据传递的情况下，不需要它，并且可以跳过它。

图8中的16126框的输出信号然后通过具有适当时钟频率的单个大带宽采样器(图8的16127块)转换为数字信号(在此实例中，fck≥2lkmf0)。此阶段是可选的，并且仅在模拟输入的情况下被插入。

然后，该阶段将样本发送到16128阶段(参见图8和9)，其是复混合器(i和q)。数字相位检测器(dpd)16128(参见图8或图9)检测具有fck(或可选地f0)频率的输入的lkm个样本中的每一个的相位。dpd将每个第lkm个样本转换为相应的中心频率fslkm＝[(l-1)+k/k]f0。dpd相位误差等于如所要求的(可编程的)一样小的ε并且与相应的比率ωsk/m/ωck成比例。

输出信号(i和q)被发送到lkm多相滤波器组。每个lkm滤波器由级联的在fck频率时钟工作的三个阶段组建：

·图9的16229框具有适当地抽取信号的每个第lkm个分量的功能；

·16230阶段，在每个正交的第lkm个信号上引入特定的增量方位角相位延迟μ＝π[(l-1)+(k/k)]f0/t0；

·16231框产生啁啾压缩，具有指定的斜率μ＝π[(l-1)+(k/k)]f0/t0，以及限定的脉冲响应。

最后两个级联框(16230和16231)一起实现卷积(匹配滤波器)，其选择正交lkm分量中的每个第lkm个分量。可以任选地改变这些阶段的顺序。

lkm多相滤波器组可以由将16229、16230和16231阶段合并在由一个多相滤波器组成的单个抽取压缩器组中实现，该一个多相滤波器一起处理lkm个模式(它们中的全部或一些)。

然后由l个组合器16232(可选地仅1个)对16231输出进行组合，基于相应的l、k和m指数方便地对它们进行分组。每个组合器对具有l指数的相关km个输出求和，以重建用作16233阶段的输入的第l个信号ml(t)。16233阶段是执行傅立叶变换fft的组。此处(图9)所有lml(t)最终重建(单独地或同时地)为请求格式的数字。

l个组合器16232阶段可以与fft组16233集成以实现单个组。

图1的输出接口17000

输出接口17000以fck的频率变换，具有对应于用于图1的1000框的一个上面描述的过程。

从16233框发出的请求的l个输出(可选地，单个输出)被发送到图10的17034阶段。此处转换成所需的适当标准格式。在眼前的这种情况下，为简单起见，可选的17034调制器就位，并且d/a转换器(17035框)随后级联。

之后，适当的17137随后而来。

图10的17137框输出是ml(t)表达式的重建，其是本发明的主题hscs装置的输入(图1或图2)。

步进啁啾连续移相情况：详细的实现描述

图1的输入接口11000

之前对于连续啁啾连续相位情况的描述的所有内容(参见图2中的详细框11001-11007)对于步进啁啾连续相位情况也是有效的。

图1中的复生成器(i和q)扩展器12100

在这种情况下，系统生成器用l*k*m个d.d.s.生成器装置的工作台实现(参见图3的实现框图，其中l＝3，k＝1，l＝4)。

图5示出了第lkm个单个基本dds生成器的具体详细开发。

与图2的11007框的每个第l个ml(t)输出信号有关的第lkm个“寄存器数据控制”同时进入具有l、k和m指数的相应dds的图5的寄存器12108和12109框。作为替代，生成器控制数据可以直接作为生成器寄存器的输入提供，而无需通过接口框。

12100生成器(参见图3)中的每一个都被实现为d.d.s.并且其在图5中突出显示。对应于ml(t)信号的、来自输入接口的、进入hscs系统发明的第l个控制数据对于数字地合成具有指定的频率frfl的sl(t)信号是必不可少的。根据本发明的具体应用，sl(t)由f0载波和具有需要的任何适当的调制的ml(t)调制组成。在此处的实例中，sl(t)载波被生成为单边带ssb。

由本发明指定的特定载波信息第lkm个“寄存器控制数据”由12108框收集，此处例如是“ssb差量相位”。

由本发明指定的“啁啾差量相位”特定信息第lkm个“寄存器控制数据”由12109框收集。“寄存器控制数据”用于将第lkm个啁啾信号合成到本发明的dds中。

每个第lkm个啁啾信号是f0相关的，并且它由具有本发明定义的频率frf的sl(t)载波对于一段时间t＝t0产生。

在12109阶段，设定以下值：

·斜率μlkm＝π[(l-1)+k/k](f0-fbbl)/t0

·最初相位φloss＝0

该啁啾调制导致sl(t)频率线性偏移δflkm＝[(l-1)+k/k](f0-fbbl)。

δφlkm的值由hscs发明方法确定，并且例如，它是使用matlab代码程序计算的。

直接数字合成的整个过程由本发明实现，提供fck的时钟频率，hscs的所有lkm个表达中的相同的一个，slkm。

12108和12109阶段输出进入组合器(参见图5的阶段12110)。

将加在一起的数据的12110框输出发送到12111框，其表示本发明的相位累加器。

因此，基于由12108和12109阶段提供的数据，每个第lkm个相位累加器12111产生待发送到“查找表”12113框的增量相位值。

对于每个时钟脉冲，阶段12113合成指定的复周期性函数的数字样本对，实部i和正交虚部q。

请注意，累加器输入数据位数为n(其中方便地选择n，以便基于指定的频率实现分辨率)。

阶段12111又具有数据位数＝p≤n作为输出。

与12113框输出数字信号有关的对，slkm＝slkm[frf，ψlkm(lf0；lφ；m)]，进入12115框。

12115框是线性相位调制器，其产生f0相关的第lkm个i和q对。

第lkm个对是具有3lkm个单元矢量序列的子模式分量。

阶段12115执行调谐到frf的代数模型乘法器。i和q对的每个元素通过谐振阶段12115自相关。在阶段12115中，进入两个输入阶段的每个i和q对的两个相同复制品中的每一个由另一个同时调制。

来自12115框的输出的i和q对进入数字低通滤波器fir12116。例如，具有f-1db＝(f0-fbbl)[(l-1)+k/k]的滤波器负责具有f＞(f0-fbbl)[(l-1)+k/k]的谐波抑制，这是第l序列对i和q的典型。

12115输出表示信号slkm(t)的直接合成，按相位(线性偏移)和频率(啁啾)两者线性调制。由本发明生成的slkm(t)具有实部i和具有虚部q平方。slkm(t)与f0频率相关，并且证明与本发明类似地合成的所有其他(lkm-1)个正交(图3)。

由两个相同的滤波器(i和q)生成的输出12116是同步信号(除了与fbbi/f0成比例的小相位误差ε)，由与基频frfl相比具有lkm阶的线性组合表示。

图1的复下采样器12200

之前对于连续啁啾连续相位情况所描述的所有内容对于步进啁啾连续相位情况也是有效的(参见图5)。

图1的发射器换能器13000

之前对于连续啁啾连续相位情况所描述的所有内容对于步进啁啾连续相位情况也是有效的(参见图1)。

图1的场14000

之前对于连续啁啾连续相位情况所描述的所有内容对于步进啁啾连续相位情况也是有效的(参见图1)。

图1的收集器传感器15000

之前对于连续啁啾连续相位情况所描述的所有内容对于步进啁啾连续相位情况也是有效的(参见图1)。

图1的复提取器16000，hscslm^-1

之前对于连续啁啾连续相位情况所描述的所有内容对于步进啁啾连续相位情况也是有效的(参见图8和图9)。

图1的输出接口17000

之前对于连续啁啾连续相位情况所描述的所有内容对于步进啁啾连续相位情况也是有效的(参见图10)。

步进啁啾步进移相情况：详细的实现描述

图1的输入接口11000

之前对于连续啁啾连续相位情况描述的所有内容(参见图2中的详细框11001-11007)对于步进啁啾步进相位情况也是有效的。

图1中的复生成器(i和q)扩展器12100

在这种情况下，系统生成器用l*k*m个d.d.s.生成器装置的工作台实现(参见图3的实施框图，其中l＝3、k＝1、l＝4)。

图6示出了第lkm个单个基本dds生成器的具体详细开发。

与每个第l个ml(t)相关的“寄存器控制数据”，图2的11007框的输出，同时进入具有l，k和m指数的相应dds的寄存器(参见图6的12108和12109框)。作为替代，生成器控制数据可以直接作为生成器寄存器的输入提供，而无需通过接口框。

12100生成器(参见图3)中的每一个都被实现为d.d.s.并且其在图5中突出显示。对应于ml(t)信号的、来自输入接口的、进入hscs系统发明的第l个控制数据对于数字地合成指定频率frfl的具有f0载波和ml(t)调制的sl(t)信号是必不可少的，其中ml(t)调制具有需要的任何适当的调制，这取决于本发明的具体应用。此处在实例中，ml(t)载波被生成为单边带ssb。

由本发明指定的特定于“ssb差量相位”信息的“寄存器控制数据”，专用于本发明，并由12108框收集。它们用于合成本发明的dds内的sl(t)载波。

由本发明指定的特定于“啁啾差量相位”信息的“寄存器控制数据”，专用于本发明，并由12109框收集。“寄存器控制数据”用于将第lkm个啁啾信号合成到本发明的dds中。

每个第lkm个啁啾信号是f0相关的，并且它由具有本发明限定的频率frf的sl(t)载波对于一段时间t＝t0产生。

在12109阶段，设定以下值：

·斜率μlkm＝π[(l-1)+k/k](f0-fbbl)/t0

·最初相位φloss＝0

该啁啾调制导致sl(t)频率线性偏移δflkm＝[(l-1)+k/k](f0-fbbi)。

δflkm的值由hscs发明方法确定，并且它是使用matlab代码程序计算的。

直接数字合成的整个过程由本发明实现，提供fck的时钟频率，hscs的所有lkm个表达中的相同的一个，slkm。

12108和12109阶段输出进入组合器(参见图6的阶段12110)。

12110框输出数据被加在一起并被发送到12111框，其表示本发明的相位累加器。因此，基于由12108和12109阶段提供的数据，每个第lkm个相位累加器12112产生待发送到12112框的增量相位值。

12112框也收集“相移寄存器控制数据”，它们专用于由该方法指定的特定线性相移调制。它们用于将f0相关的具有特定相移δφlkm的载波sl(t)f0的第lkm相移调制合成到本发明的dds中。本发明定义了第lkm个方位角增量相移值。例如在图5中考虑的情况下，它是：

δφlkm＝-[(l-1)+δφlk](m/m)2π＝-l[1-(k-k)/k](m/m)2π

其中δφlm和δφlmk与第lkm个分量slkm(t)的瞬时相位线性项有关，并且两者都是通过本发明方法计算的(例如使用matlab代码程序)。

12112框使与输出12111框相关的数据与由其“相移寄存器”部分收集的数据相加。

12112框输出数据被加在一起并被发送到“查找表”12113框。

对于每个时钟脉冲，阶段12113合成一对数字样本，一个用于指定的复周期性函数的相应数字复信号的实部i并且另一个用于指定复周期性函数的相应数字复信号的正交虚部q。

请注意，累加器具有多个位的数据n作为来自寄存器的输入(其中n被方便地选择以便基于所指定的频率实现分辨率)。

阶段12111又具有多个位的数据＝p≤n作为输出。

步进频率步进移相情况：详细的实现描述

图1的输入接口11000

之前对于步进啁啾步进相位情况描述的所有内容(参见图2中的详细框11001-11007)对于步进频率步进相位情况也是有效的。

图1中的复生成器(i和q)扩展器12100

之前对于步进啁啾连续相位情况所描述的所有内容对于步进频率连续相位情况也是有效的(参见图3和图7)，考虑k＝1或k≥1且m＝1。

图1的复下采样器12200

之前对于步进啁啾步进相位情况所描述的所有内容对于步进频率连续相位情况也是有效的(参见图7)。

图1的发射器换能器13000

之前对于连续啁啾连续相位情况所描述的所有内容对于步进啁啾连续相位情况也是有效的(参见图1)。

图1的场14000

之前对于连续啁啾连续相位情况所描述的所有内容对于步进啁啾连续相位情况也是有效的(参见图1)。

例如，对于电磁传播情况，13000输出表达式为：

{eh}＝f{re[gc(λ0)hscslm)]+ajimm[gc(λ0)(hscslm)]}

其中：

a＝1，如果圆形或椭圆形{eh}场极化的话

a＝0，如果线性{eh}场极化的话

图1的收集器传感器15000

之前对于连续啁啾连续相位情况所描述的所有内容对于步进啁啾连续相位情况也是有效的(参见图1)。

图1的复提取器16000，hscslm^-1

之前对于连续啁啾连续相位情况所描述的所有内容对于步进啁啾连续相位情况也是有效的(参见图8和图9)。

图1的输出接口17000

之前对于连续啁啾连续相位情况所描述的所有内容对于步进啁啾连续相位情况也是有效的(参见图10)。

模拟宽频带宽功率传递和采集：详细的实现描述

图1的输入接口11000

之前对于连续啁啾连续相位或连续啁啾步进相位或步进啁啾步进相位或步进频率步进相位情况所描述的所有内容(也参见图2中的详细的框11001-11007)也适用于模拟宽频带宽功率传输情况。

图1中的复生成器(i和q)扩展器12100

之前对于连续啁啾连续相位或连续啁啾步进相位或步进啁啾步进相位或步进频率步进相位情况所描述的所有内容对于模拟宽频带宽功率传递情况也是有效的(参见图3直到图7)，考虑k＝1或k≥1且m＝1。

图1的复下采样器12200

之前对于连续啁啾连续相位或连续啁啾步进相位或步进啁啾步进相位或步进频率步进相位情况所描述的所有内容对于模拟宽频带宽功率传递情况也是有效的(参见图7)。

图1的发射器换能器13000

之前对于连续啁啾连续相位或连续啁啾步进相位或步进啁啾步进相位或步进频率步进相位情况所描述的所有内容对于模拟宽频带宽功率传递情况也是有效的(参见图1)。

图1的场14000

之前对于连续啁啾连续相位或连续啁啾步进相位或步进啁啾步进相位或步进频率步进相位情况所描述的所有内容对于模拟宽频带宽功率传递情况也是有效的(参见图1)。

例如，对于电磁传播情况，13000输出表达式为：

{eh}＝f{re[gc(λ0)hscslm)]+jaimm(gc(λ0)(hscslm)]}

其中：

a＝1，如果圆形或椭圆形{eh}场极化的话

a＝0，如果线性{eh}场极化的话

图1的收集器传感器15000

之前对于连续啁啾连续相位或连续啁啾步进相位或步进啁啾步进相位或步进频率步进相位情况所描述的所有内容对于模拟宽频带宽功率传递情况也是有效的(参见图1)。

图1的复提取器16000，hscslm^-1

连续啁啾连续相位或连续啁啾步进相位或连续啁啾步进相位或步进啁啾步进相位或步进频率步进相位情况对于模拟宽频带功率传递也是有效的(参见图11直到图14)

图1的输出接口17000

之前对于连续啁啾连续相位或连续啁啾步进相位或步进啁啾步进相位或步进频率步进相位情况所描述的所有内容对于模拟宽频带宽功率传递情况也是有效的(参见图10)。

用于发明方法参数计算的代码程序工具的描述

根据本发明，用于计算方法参数的程序(例如，在matlab代码中)对于上面考虑的所有实现环境都是有效的(参见图15直到图18)。它模拟了本发明的数学模型。可以取决于输入的值设定和优化发明实现设计参数：l、k、m、f0以及fck。

根据本发明，在计算出的系统hscs设计参数之后：基本球面空间相位增量，ψ0(m；f0；φ0)；所有第lkm个矢量系数；所有第lkm个球面空间相位增量，ψlkm(lf0；lφ；k；m)；所有第lkm个方位角空间相位增量，δφlkm；所有第lkm个倾斜空间相位增量，θlkm。

此外，如果需要，工具模拟完整的发射器子系统hscslkm。例如，对于电磁情况，该工具计算poynting矢量和特定oam。

由本发明生成的单个所得复信号识别特定的三维(3-d)复矢量空间和3lkm个单元矢量，其代数地由本发明例如表示为通用线性组合，如：

pp⁰(jω)＝σ^ll＝lσ^kk＝lσ^mm＝lslkm＝σ^ll＝lσ^kk＝lσ^mm＝lclmslkmexp[-jψlkm(lf0；lφ；k；m)]。

例如在电磁(eh)情况下，工具计算在每个相关的复矢量空间eh场点中的poynting矢量，然后在每个传播轴线点也计算。这可以简单地解决关于框12200(图3)输出表达式的麦克斯韦方程并且施加本发明特定的周围条件以获得ge(λ0)*hscslkm。e和b场二者都属于代数函数pp⁰(jω)(如上面限定的线性组合)。所生成的e(pp⁰(jω))和b(pp⁰(jω)场表示本发明所需的通用复辐射tem，非-tem或发散指定模式。一旦通过本发明方法计算或检测到与e(pp⁰(jω))和b(pp⁰(jω)相关的x、y、z值，如在物理学中众所周知的，然后可以针对每个点(也在传播轴线上)计算：poynting矢量、特定线性矩和oam值。

发明性质

本发明系统的hscs生成具有3lkm个单元矢量的3lkm维代数希尔伯特空间。复矢量空间由l个独立的有限占据频率带宽的bw0表征。

在最一般的情况下，通过本发明生成的hscs复矢量空间由3lkm个复分量矢量表征。它们中的所有：

·彼此正交

·与合量的典型单个中心频率相关，除了属于ωsl/ω0比率的最小相位误差ε。

每个复矢量具有：

-空间球面相位ψlkm(lf0；lφ；k；m)，其由本发明指定并且对应于特征空间方位角相位δφlkm和倾斜空间相位θlkm。这些相位由hscs检测，仅仅取决于l、k和m指数(除了f0和fbbl之外)。

-对于t和z(波传播轴线)二者，空间球面相位的一阶的偏导数证明是零，换言之，它不属于t、不属于z，实际上是和并且此外(如果事件发生在同质介质中)。

οψlm(lf0；lφ；k；m)沿传播轴线z以及关于时间不变。

一旦在所要求的f0的情况下提供了由本发明方法指定的特定fck、l、k和m，hscs系统允许：

■不处理增益损失

■处理仅仅成比例属于l、k和m的增益。

■信道容量增益随l、k和m值成比例增加。

产生这种增益是因为系统还能够处理纵向分量功率(或信息)贡献(由以及的非零值产生)。如技术文献中所熟知的，使用以前的发明方法不可能实现最后提到的性质。

本发明hscs产生场，其例如在电磁中对于任何所需的下述的值配备指定的oam：

l数量，和/或中心频率，和/或占据的频带bw0，和/或换能器物理维度和拓扑，和/或使用的传感器。

这种oam是稳定的、不变的并且与零不同，独立于：

时间

图1的两个框13000和15000之间的距离。

由本发明方法hscs提供的实际信道容量(例如对于最容易的情况，设定成：k＝m＝1)chscs，如技术文献中公知的，由以下表达式计算：

chscs＝2(l)bw0。

如果提供相同的可用带宽bw0，则信道容量chscs大于以前发明系统所允许的信道容量cbwo。事实上，

chscs＞cbwo＝2bw0，此外limperl→∞chscs＝∞。

最后的表达式保证发明方法生成完整定义和代数连续体系统，该系统在无限复标量以及矢量空间中有效。

hscs结构，代数的和实现的二者，都不会出现任何奇异种类，既不在其极端，也不沿其边界。

因此，本发明生成的hscs是在无限的且沿指定的复矢量空间纵向轴线的连续体。相反，在以前的发明方法中，不可能实现最后的性质。

由本发明生成的这种完整的hscs系统传递使用l个正交矢量指定的功率。复矢量合量的l个正交矢量频率带宽bwrf等于与l个输入信号l＝1,...,l相关的最大独立带宽bbl，bwrf＝max[bbl]。

因此，l≥1正交复模式合量占据频率带宽，bwoccupied≤bwrf≤bw0，而根据本发明方法使用的实际带宽bweffective总是大于合量的带宽bwoccupied：

bweffective＝σ^ll＝1bbsl＞bwoccupied

需要强调的是，没有本发明就不可能实现的这种性能提高了以下效率：

·传递信道

·存储空间

·信号

ο在链路上发送出去

ο朝向任何自然物理现象(即，大气或气候现象或其他)辐射，以便产生干扰，引起适当的控制动作。

此外，本发明方法实现作为高效率的2^nd阶宽频带宽功率传送和能量采集直接生成电流能量。它直接将可用的采集的能量转换成与沿波传播轴线检测到的任何tem+dem1^st阶线性矩(lm)和角度矩(anm)(电磁、声学、引力、热力学、压力、光学、机械)相关的能量。众所周知anm球面空间2^nd阶波束功率比lm方位角空间1^st波或波束大约80db。

本发明方法允许直接检测具有2^nd阶可见度>1/2的黑洞引力信号。通常，引力信号强度为约10^-22。如文献中所公知的，这种引力波的复相互(在空间-时间域中)相干测量需要分析极短的带宽(在理想的情况下它等于0)，并且在最有利的情况下，瞬时时间分辨率τ被证明与观测的平方频率带宽值(bw0)或波相干周期τ0成反比。这种直接测量尤其是当τ＞＞τ0＞1/bw0时不可能使用任何以前的方法，因为它的1^st阶可见度<<1/2。

本发明方法也允许沿着配备有复tem、非-tem或发散模式的任何扭曲旋涡场的传播轴线分配或测量任何生成的非零合成poynting矢量值。

复矢量空间不受由于破坏性平面(2-d)的干扰引起的任何可能的干涉测量误差的影响。实际上，所有其正交复3lkm-d矢量分量中的每一个都配备有一个特征正交球面(3-d)空间(时不变)相位，ψlkm(lf0；lφ；k；m)。本发明方法具有三个可用自由度以设定ψlkm(lf0；lφ；k；m)。这些自由度是：基础频率f0；第lkm个频率模式lf0＝flkm(或倾斜平面θ)；方位角空间相位lφ＝δφlkm(或方位角平面φ)。然后，由于其3-d空间相位，ψlkm(lf0；lφ；k；m)，本发明方法不受破坏性平面相位模糊的影响。

这种设计的可用的三个自由度是所要求的，并且足以保证生成的lkm个复矢量空间分量是：

3-d空间正交；

各个相关，无论所需的频率值f0；

各个可提取，无需处理方法损失。

相反，以前的发明方法和/或系统具有较少的可用自由度(例如，最多只有：f0和lφ)：因而，它们不能利用任何f0和lφ值消除平面相位模糊，因为它们失去了纵向分量。

由于其平面干涉测量误差免疫性，本发明方法hscs以相同的方式有效地应用于测量近距离场以及远距离场。

根据本发明，算子产生线性和二次球面波时间-空间(相互)相位方程项二者。这些项源自于设定或检测球面波相位第一和第二时间空间导数二者。它们有助于生成所需的复或最终全虚3lkm-dtem、非-tem或发散球面(3-d)模式，其满足具有“近轴近似”的波动方程。通常以前的方法忽略了这些项以及纵向模式分量。

本发明hscs执行更大的近似程度，因为它处理复或全虚oam模式，这些被所有以前的发明方法忽略或忽视。在物理学文献中，被熟知的这种特定模式如非-tem或发散模式[电磁(dem)或电(de)或磁(dm)极化]。

如技术文献中所熟知的，使用以前发明方法和/或系统不可能立即实现所有最后提到的性质(参见参考文献[10]和[13])。

hscs适用于具有频率f＝f0的任何周期性复函数，其包括在低频和毫米波(mmw)范围区间内。

hscs适用于任何引导光或自由光或激光(例如拉盖尔高斯光束模型)传播空间。

hscs适用于任何被引导的或自由的em波传播rx/tx系统，其中tem场配备有或不配备oam和任何极化(例如“扭曲和/或歪曲”和/或不同于tx极化的rx极化)。

hscs适用于任何被引导的或自由的em波传播rx/tx系统，其中非-temte或tm复场模式配备有纵向非零e或m分量。

hscs适用于任何被引导的或自由的em波传播，其中发散复或全虚场模式配备有与tx极化类型相比不同的rx极化类型。

hscs适用于任何“基带”电信号。

hscs适用于任何不管已经怎样调制的信号。例如以下：

模拟调制：am、pm、fm；

数字调制：qpsk、msk等等...；

tdm、fdm；

hscs产生系统以用于：来自基带和上面已经被转换二者的信息信号oam调制和解调(模式解调)。

hscs产生系统以用于：扩展频谱(ss)调制，例如“直接序列”(ss-ds)，参见参考文献[1]。

hscs产生了复标量函数，描述了扭曲场幅度的分布，其满足适用于光和/或激光束的波动方程。它可能是以下之一：

伪高斯

球面

双曲面

这种分布是由特定传感器的拓扑特征独立产生的。

本发明的方法，例如，通过单个的同时观察阵列天线中每一个的频宽频谱，产生了具有3lkm个单元矢量的三维3-d早期宇宙“层析干涉仪处理”。这种早期宇宙二次阶射电望远镜观测结果证明没有平面(方位角)相位误差和模糊。因此，它完全符合天体物理学研究后处理器新一代中使用的创新二次模型的要求，其中详细说明了来自射电望远镜观测的数据。

除了空间要求、功率消耗和成本降低之外，本发明的方法还使射电望远镜的性能有效。相反，使用本发明之前的以前的方法和/或系统不可能实现所有最后提到的性质。

发明优点和应用

以下是发明应用的一些实例：

1.收集器子系统的应用实例，用于检测、观察和测量来自任何均匀物体的辐射，参见参考文献[13]，它们远远超过我们数千亿的头肩。此处例如如在平方千米阵列(ska)程序中被认为是发明应用特定情况。在这种情况下，根据本发明方法的hscs利用其能力在单个集中式本地处理器中关联和处理线性和轨道角动量，以便从整个早期宇宙辐射频谱中提取所请求的断层摄影信息数据(对于ska任务：从低“频段一”50mhz直到最高“频段五”频率25ghz)，这是由ska天线阵列站的任何单个指定的本地λ0调谐天线检测到的。相反，使用本发明之前的以前的ska方法和/或系统不可能实现所有最后提及的性质。根据本发明方法指定λ0。在这种情况下，本发明方法执行3lkm个单元矢量干涉测量过程，其允许早期宇宙断层摄影而没有平面相位(方位角和倾斜二者)或平面模糊检测(破坏性多路径或多普勒等，最终由栅瓣增加或者由非常低的相互可见度值<1/2突出显示)。

根据本发明，这种3d“早期宇宙层析成像”近似阶是二次的。这就是为什么它符合创新的上一代二次数值模拟器研究模型，这些模型已经可用于详细说明来自天体物理学ska观测的数据，以重建所需的连贯的早期宇宙规模。在该实例中，除了降低维度、功率消耗和成本之外，本发明的方法还能够提高ska射电望远镜的性能效率。效率提升因子与下述值成比例：

lkm

组成阵列的被保存的天线(未使用)，因此其可以用于其他任务或服务。

另一方面，使用本发明之前的以前的方法和/或系统不可能实现所有最后提到的性质。

2.发射器子系统的应用实例，例如用于天气和飓风预报、预防和控制。此处选择合适数量的频率，例如n(n是≠∞的整数)fn(其中n＝1,…,n)。n和fn基于先前适宜的气候观测的统计分析来选择，也优选地根据本发明的提取器子系统(上文)产生。

根据本发明的发射器子系统在此产生由lkm(或nlkm)个压力波组成的所需辐射。每一个的特征在于中心频率值f0(或fn)和相对于例如使用本发明方法先前观察到的lkm(或nlkm)统计的相位值的相反相位值。表征由根据本发明的hscs方便地发射的每种lkm(或nlkm)分量辐射的强度、中心频率和空间相位允许在统计地选择的可能存在的物理自然分量之前对其进行缓和作用。这种辐射的lkm(或nlkm)分量可以通过基于指定给n、l、k和m的值缓和其作用来反转自然事件(此处被认为例如飓风事件)，根据本发明，这些值单独地或总成地用于实现n个子系统。除了引入特定的电/压力信号换能器而不是电磁/压力换能器之外，这种实施方法与电磁情况相同。

3.发射器子系统的应用实例，例如用于卫星通信的发射器和提取系统，其相当于所描述的通过圆形极化发送器和接收器天线实现em的发射和提取系统。指定可能合适的不同的lkm数量的卫星站信号，与地面控制器相比，属于宇宙飞船或空间轨道站类型的特定兼容性和需求。因此，可以减少浪费并消除不需要的接收和发送卫星信道。本发明方法也提高了本发明之前的以前系统的灵敏度。

4.设定lkm高值(在本发明之前的以前的系统中不可接受)，该方法允许检测弱基波中包括的复oam模式，其中实模式远距离辐射通常应该被忽略或丢失(如例如在天体物理学射电望远镜观测中)。

5.本发明允许指定与复场的球面oam相关的横向测量。根据本发明，它允许通过真实tem模式平面系统改善与发射和/或提取的线性矩相关的能量。

6.本发明适用于实现模拟和数字的系统或模型二者，例如，在：物理学；力学；动力学；声学；地质学；临床学；计量学；干涉测量；气象学；天体物理学；电子学；雷达；导航援助服务(空间、大气、地面、海军、卫星)；通信；能量收集；光电学；生物医学和生物工程；监控；安全；民用；工业、军事、数据传输；数字数据和/或视频和/或音频信号在任何多点链路多端发射器和用户中的压缩和扩展。

7.本发明允许观察和测量描述在任何环境中发生的任何物理复合事件的所有变量的偏二次时间导数。相反，使用本发明之前的以前的方法和/或系统不可能实现所有最后提到的性质。

8.此外，本发明方法允许打开新应用领域的机会，例如下列：

i.核物理；

ii.引力物理；

iii.能量采集；

iv.核聚变“清洁能源”生成；

v.可持续核非放射性核能；

vi.天体物理学参见参考文献[13]；

vii.医学，例如在dna粒子计算中；

viii.航海以及航空中的翼动力(例如发生在高涡状态或位于所谓的“翼涡极端”)。

ix.航海以及航空中的船舶航行中的动力学流动性；

x.生态环境和气候学：预测测量和控制由于涡旋运动引起的宏观和微观气候和气象现象。例如：压力波和气团或岩浆流体或固体质量运动(地震、沃尔坎火山、山体滑坡、龙卷风、旋风等)

xi.地质学：压力二次变化测量，以便防止地面地震和山体滑坡；

xii.数据压缩到存储器存储；

xiii.通信：任何模拟和数字数据信息信号的信道化和存储，以及根据本发明在物理上和数字上两者开发的多子信道化分量的合成信道化。

9.作为电宽频带宽波束的应用实例发电机、传输、能量采集和转换器，hscs系统使用以下实现：本发明的模拟宽频带宽hscslkm变换算子配置作为功率发送器，在图1至图7中示出，并且模拟宽频带宽hscslkm^-1作为功率提取器和电流转换器，在图10至图15中示出。

10.作为电气模拟宽频带宽功率提取器和转换器的应用实例，hscs系统简单地使用以下实现：模拟hscslkm^-1作为功率提取器和电流转换器，在图10至图15中所示。这种配置对于提取和转换和或测量线性(lm)和/或二次(2^nd阶aom)能量(电磁和/或引力学、和/或热力学和/或力学、和/或光学、和/或等等)的任何类型都有效。这种名为2^nd阶波伏转换器的hscslkm^-1发明实施允许比以前方法的效率增益值更大的80db效率增益值。

11.作为2^nd阶生物功率频率测量仪和/或2^nd阶生物阻抗测量仪的应用实例，以执行任何类型的人体健康检查：血液、心脏、肺、dna、rna、肿瘤或癌细胞等......。在这种应用中，根据本发明使用本发明的两个算子：变换算子hscslkm(作为参照辐射发生器)和反变换算子hscslkm^-1(作为功率波谱测量仪)。

12.根据本发明，作为二阶地震传感器的应用实例是使用反变换算子hscslkm^-1(作为功率波谱测量仪)。

13.作为2^nd阶热力学传感器的应用实例，例如在meteo现象控制和/或防止诸如飓风中，根据本发明使用反变换算子hscslkm^-1(作为功率波谱测量仪)。它允许对任何环境观测事件复2^nd阶3-d相互可见性进行时间空间分析。

14.根据本发明，hscslkm执行无线电电磁健康治疗系统。它可以在任何时间-空间(周期距离)值的任何极高波束频率下辐射任何短带宽。

15.作为2^nd阶引力时间-空间波束探测器系统的应用实例，用于黑洞分析和研究应用。在这种情况下，如在ligo(美国)或virgo(意大利)中，将使用由本发明变换算子hscslkm和反变换算子hscslkm^-1二者组成的完整hscs系统。这种系统执行所需的时间空间高频率和极短带宽波束辐射以及检测观察到的物理事件的时间空间2^nd阶复3-d可见性。

16.作为2^nd阶引力时间-空间波束直接探测检测器系统的应用实例。如所熟知的引力波束强度为大约10e-22ev。与空间噪声相比，这样的值非常弱。在这种情况下，根据本发明使用反变换算子hscslkm^-1。它检测与观察到的引力3-d波束相关的球面(3-d)空间相位(方位角和倾斜)的第一和第二时间空间导数二者。它允许使用任何请求的采样率提取复2^nd阶相互可见度，以独立分析任何相干周期(通常要求非常长的相干周期)内的任何频率带宽。

发明可行性

由于以下原因，本发明具有可行性。

首先，已经可以获得合适的“超大规模集成(vlsi)技术的现状，这对于实现本发明方法是有用的。例如创新和联合架构和微电子数值合成技术已经可用以开发根据本发明的传递函数算法的通用形式。由于asic以及fpga以及gpu技术的现状，这种架构是可能的。

除此之外，存在可用的可编程和可重新配置的混合信号asic技术工具创新架构和数字技术，以便处理非常高速(mmw)的复周期性函数和信号。

发明适用性限制

本发明方法生成并处理无限的希尔伯特代数空间，对于包括在[1；∞]区间内的每个l值整数，对于包括在[1；∞]区间内的每个k值整数，对于包括在[1；∞]区间内每个m值整数，l是有效的。显然，实际的发明适用性限制属于实施成本和优点之间的权衡。

此外，权衡关键点属于应用类型和环境。

a.例如在发射器(导引)和/或提取器(宇宙均匀体辐射检测和测量)系统适用性属于：

i.由于相应的时钟信号不匹配相位导致的可接受的lkm信号相位误差值。

ii.用于开发复调制器(啁啾和线性相移)的特定实现技术(asic、fpga、gpu或其他)。实现技术限定了最佳时钟频率、数据速率、频率带宽、消耗和功率消失值。

b.数据存储和压缩的限制属于：

i.用于开发复调制器(啁啾和线性相移)的特定实现技术(asic、fpga、gpu或其他)。实现技术限定了最佳时钟频率、数据速率、频率带宽、消耗和功率消失值。

ii.在不同应用中请求的特定临时和存储内存大小之间的权衡。无论如何，导引数据压缩和传递需要数据存储器，然后发明的好处是由情况权衡的特定情况的结果。此外，仅考虑在接收器中选择或不选择兴趣所需的信道的可能性。

在a和b二者中，已经可以认为最优lkm值是下面的：lkm≤10¹⁵

此外，例如在具体的飓风气候控制和防止发射器子系统(例如：图5的步进啁啾和连续线性相移)中，可以认为最优lk值是lk≤10¹⁵，其中m值是m≤∞。

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