无线传感器网络的传感器节点的振荡器的频率校正方法与流程

本发明涉及一种传感器节点网络的传感器节点的本地参考振荡器的频率校正(调谐)方法。

背景技术

无线传感器网络在日常生活中变得越来越重要。燃气表和水表的仪表读数现在通常由干线操作员以无线方式获取。同样，生产或物流领域的设施通常配备有无线传感器。具有用于发送传感器数据和可能的其他数据的通信单元的传感器被称为传感器节点。特定区域内的多个传感器节点可以形成传感器网络。

对于许多应用来说，传感器节点的精确位置的知识尤其重要。传感器节点的位置通常通过固定接收器的网络来确定，其中这种接收器也可以是传感器网络的传感器节点的组件。要待被定位的传感器节点的精确位置可以通过不同的定位方法确定，例如，几个接收器之间的信号的直接飞行时间测量或几个接收器之间的信号的差分飞行时间测量。

关于这些方法，在传感器网络的每个传感器节点中提供高度精确的时间信息是特别重要的。通常，每个传感器节点包括作为时钟发生器的本地参考振荡器，从其频率导出传感器节点的操作所需的时间信息。

在传感器网络的每个传感器节点中提供高度精确的时间信息的一个方面是传感器节点的本地时钟发生器的调谐(syntonisation)。所述调谐确保本地时钟发生器在每个传感器节点中以相同的时钟速率运行。所述调谐也称为频率同步。

对于许多示例性引用的定位方法，传感器节点的参考振荡器的锁相关系已经足够。

在传感器网络的每个传感器节点中提供高度精确的时间信息的另一方面是传感器节点的本地时钟发生器的时间同步。所述时间同步确保本地时钟发生器在每个传感器节点中的给定时间点输出相同的时间值。

已知的是通过gps系统提供高度精确的时间信息。然而，可实现的精度通常是不够的，并且室内应用是不可能的。关于室内区域，目前仅有的可能性是回到有线连接的时钟分布，然而这排除了许多应用，特别是无线传感器节点。

技术实现要素：

本发明的目的是阐明一种传感器节点的本地参考振荡器的频率校正方法。

该目的通过根据专利权利要求1的方法实现。其他的专利权利要求阐明了根据本发明的方法的有利实施例。

根据本发明的方法基于使用所谓的机会信号作为频率参考。最初发射用于另一限定的目的而最初发射的，且适合用于利用其传输频率对本地参考振荡器与其传输频率进行频率同步的无线电信号，被称为机会信号。

例如，电视或广播无线电信号(dvb-t，dab)或通信网络(gsm，umts，lte)的信号适合作为机会信号。这些信号通常以高功率和带宽在地理区域内从几个不同位置以高发送功率和带宽发射，并且还可以在与发送器不具有视线连接的建筑物中以有利的信噪比被接收。此外，这些信号具有有利的特征，例如耦合到高度精确的参考频率、高频稳定性和特征信号序列，从中可以获得用于调整传感器节点的本地参考振荡器的频率和相位的信息。

根据本发明的用于传感器网络的传感器节点的振荡器的频率校正的方法包括以下方法步骤：

-接收发送器的传输信号，所述传输信号根据正交频分复用(orthogonalfrequency-divisionmultiplexing，ofdm)调制；

-基于接收的所述传输信号确定所述振荡器的频率偏差；

-确定用于校正所述振荡器的所述频率偏差的校正信号；

-利用所述校正信号校正所述振荡器的频率。

在所述方法的进一步发展中，确定接收的所述传输信号的载波频率偏差，以确定所述振荡器的所述频率偏差。

在所述方法的进一步发展中，确定接收的所述传输信号的采样时钟偏移，以确定所述振荡器的所述频率偏差。

在所述方法的进一步发展中，独立于对所述振荡器的频率偏差的校正，校正所述采样时钟偏移。

在所述方法的进一步发展中，确定所述频率偏差是基于接收的所述传输信号的单独载波的相位关系。

在所述方法的进一步发展中，确定所述采样时钟偏移是基于接收的所述传输信号的单独载波的所述相位关系。

在所述方法的进一步发展中，确定所述频率偏差在传输符号的传输时间段内执行。

在所述方法的进一步发展中，确定所述频率偏差在两个连续传输符号的传输时间段内执行。

在本发明的进一步发展中：

-在接收所述传输信号后，根据接收的所述传输信号确定传输信道的信道脉冲响应；

-根据所述信道脉冲响应确定接收的所述传输信号的不同传输路径的信号；和

-基于所述传输路径的信号确定所述振荡器的所述频率偏差。

在所述方法的进一步发展中，所述振荡器的所述频率偏差是基于多条传输路径的信号确定的。

在所述方法的进一步发展中，基于所述振荡器的信号能量、所述振荡器的信号质量或所述振荡器的与所述信道脉冲响应的其他信号的时间关系，选择用于确定所述振荡器的所述频率偏差的信号。

在所述方法的进一步发展中，接收多个发送器的传输信号。

在所述方法的进一步发展中，所述传感器节点可通信地连接至其他传感器节点，并将接收发送器的信息传送到其他传感器节点。

在所述方法的进一步发展中，基于从另一传感器节点接收的信息选择所述接收发送器。

在所述方法的进一步发展中，接收的所述传输信号包括时间信息，并且基于所述时间信息时间同步所述振荡器。

附图说明

下面通过实施例示例的方式更详细地解释本发明。附图表示如下：

图1是用于传感器节点的接收ofdm调制信号的接收器的输入块的框图；

图2示出了ofdm信号的单独载波的采样误差，所述采样误差由载波频率偏移引起；

图3示出了ofdm信号的单独载波的采样误差，所述采样误差由采样时钟偏移引起；

图4示出了载波频率偏移和采样时钟偏移对ofdm信号的单独载波的相位的影响；

图5示出了ofdm接收器；

图6a示出了ofdm接收器的实施例，所述ofdm接收器具有用于校正振荡器频率的控制设备；

图6b示出了ofdm接收器的另一实施例，所述ofdm接收器具有用于校正振荡器频率的控制设备；

图7示出了采样时钟偏移(samplingclockoffset，sco)对采样频率偏移(samplingfrequencyoffset，cfo)的估计偏差的影响；

图8示出了给定多路径接收的信道脉冲响应的表示；

图9示出了信道脉冲响应中的峰值依赖于采样时钟偏移(sco)的时间依赖性；

图10示出了对于在单频网络(singlefrequencynetwork，sfn)中的两个发送器，给定多路接收下的信道脉冲响应的表示。

具体实施方式

单独传感器节点的本地参考振荡器的同步对于传感器节点的许多定位方法是必要的。关于同步，必须区分频率同步和时间同步。频率同步的目的是使各个传感器节点的本地参考振荡器的频率进入同步操作或确定与外部参考频率的偏差。时间同步应被理解为各个传感器节点的不同本地时钟时间与外部参考时间的校准。

被用作机会信号的无线电广播信号和移动无线电信号通常相对于非常准确的参考频率(ocxo，铷-频率标准等)生成，并因此形成高度精确的参考频率，基于这样的认识，通过机会信号对几个传感器节点的本地参考振荡器进行频率同步。然后，频率同步的目的是确定传感器节点的本地不精确参考频率与所选soo的非常准确的参考频率之间的偏差，并通过从soo确定的校正信号校正此偏差，所述校正信号通过模拟或数字控制或者这些的混合形式校正传感器节点的本地参考振荡器的频率。

对于它们的本地参考振荡器的频率同步，传感器节点包括接收信道，该接收信道可以完全或部分地接收所选择的机会信号。该接收信道的振荡器同时形成传感器节点的本地参考振荡器。此外，在单独传感器节点之间的进一步的无线数据连接(例如，w-lan)是有利的，以便能够在传感器节点之间交换数据。

为此，传感器节点可以包括用于数据连接的发送单元和接收单元以及用于接收机会信号的其他接收单元，其使用公共本地参考振荡器。

或者，传感器节点也可以仅包括一个接收单元，该接收单元在数据接收和机会信号的接收之间交替切换。

或者，传感器节点也可以仅包括一个接收单元，该接收单元被设计用于同时进行数据接收和机会信号接收。

下面描述通过机会信号实现的频率同步，所述机会信号根据正交频分复用(ofdm)被调制。

ofdm调制信号由具有恒定频率间隔的多个窄带单独载波组成。利用诸如正交相移键控(quadraturephase-shiftkeying，qpsk)或具有16或64个符号的正交幅度调制(16-qam或64-qam)的调制方法调制待被发送的数字数据调制到所述单独载波上。

本文使用已知的预定义符号序列调制某些单独载波。相应的符号序列也称为导频信号。导频信号以传输信号的时间序列在一部分单独载波上连续发送。这些单独载波也称为导频载波。另外，其他单独载波同样可以在某些时间发送导频信号，而不发送有效载荷数据。发送导频信号的单独载波的相位位置和频率位置可以通过接收信号与导频信号的已知符号序列的相关性来确定。

ofdm调制信号的接收器确定ofdm信号的载波频率或单独载波的载波频率以及采样时钟，所述采样时钟用于相对于由振荡器产生的本地参考频率对信号进行采样。

图1示出了用于传感器节点的接收ofdm调制信号的接收器的输入块的框图。

作为示例示出的接收器被设计为直接转换接收器。振荡器10产生本地参考频率fref。所述本地参考频率fref被馈送到锁相环路(phaselockedloop，pll)20。以本地参考频率fref作为参考的pll20产生与接收信号的载波频率相对应并且被馈送到混频器30的频率。由天线40接收的输入信号同样被馈送到混频器30。混频器的输出信号对应于转换到载波频率之前的传输信号。随后将混频器的输出信号馈送到模拟/数字转换器50。模拟/数字转换器的采样频率同样从本地参考频率fref获得。模拟/数字转换器50的输出信号出现在输出a。用于校正本地参考频率fref的第一校正信号可以通过输入b馈送到振荡器10。用于校正由pll20产生的载波频率的第二校正信号可以通过输入c馈送到pll20。在传感器节点的其他组件中使用的(可能已校正的)本地参考频率fref在输出d处可获得。

与发送器的参考频率相比，接收器的本地参考频率的频率偏差导致载波频率偏差，其在下文中称为载波频率偏移cfo和/或采样率误差，其在下文中称为接收信号的采样时钟偏移sco。

载波频率偏移已经在混频器的输出处、在频域中表现为所有单独载波与其相应的标称频率相比的恒定频率偏移。给定后续的模拟/数字转换，所述载波频率偏移导致所有单独载波被采样到超出其最大值的相同程度，并且单独载波的正交性将因此而逐步丧失。这在图2中符号化地表示。作为示例，图2示例示出了ofdm信号的五个单独载波。图2的x轴示出了归一化到ofdm信号的中心频率的ofdm信号的频率，其缩放对应于单独载波的标称间隔。图2的y轴表示单独载波的归一化幅度。图2中所示的曲线表示ofdm信号的单独载波。图2中的垂直虚线示出在单独载波的最大值之外的采样，所述采样由载波频率偏移产生，而水平箭头代表采样的移位。结果是在调制到不同的单独载波上的符号之间的不期望的符号间干扰。

关于两个时间上连续的符号，载波频率偏移引起每个单独载波的相位的恒定移位。

采样时钟偏移在频域中表现为单独载波的采样时间点的偏移，所述偏移随频率增加或减小。这在图3中符号化地表示。同样作为示例的图3示出了ofdm信号的五个单独载波。图3的x轴示出了归一化到ofdm信号的中心频率上的ofdm信号的频率，其缩放对应于单独载波的标称间隔。图3的y轴表示单独载波的归一化幅度。图3中表示的曲线表示ofdm信号的单独载波。图3中的垂直虚线示出了由采样时钟偏移产生的单独载波的采样，而水平箭头代表采样的移位。如图4所示，由此产生相邻的单独载波的线性增加或减少的相位。图4的x轴示出了归一化为ofdm信号的中心频率的ofdm信号的频率，而垂直箭头代表单独载波。图4的y轴示出了单独载波的相位位置。如在cfo处所表示的水平线所示，单独载波将具有相同的相位位置而没有采样时钟移位。载波频率偏移引起y轴上所有单独载波的相位位置的移位。

校正信号可以从先前描述的由载波频率偏移和/或采样时钟偏移引起的单独载波彼此间的相位变化或两个连续符号的单独载波的相位变化导出，以校正接收器的本地参考频率。

如图5所示，这可以例如通过现有技术中已知的控制设备实现。图5中表示的用于接收器的输入块的控制设备60实现了算法，所述接收器在图1中被表示并用于接收ofdm调制信号，在所述算法中，在确定用于校正载波频率偏移的校正信号之前，控制设备60校正采样时钟偏移。为此，控制设备60接收来自先前关于图1描述的接收器的输入块的模拟/数字转换器50的输出a的输出信号，并且将其引到重采样器61(采样时钟转换器)，所述重采样器可以执行非常小的采样时钟调整，以便校正采样时钟偏移。重采样器61的信号被馈送到fft62，其输出信号被传送到估计器63。估计器63通过用于调整采样时钟调整的校正信号估计和校正采样时钟偏移，所述校正信号经过环路滤波器64被馈送到重采样器61。在校正采样时钟偏移之后，估计器63确定经由输入b馈送到振荡器的校正信号，用于校正振荡器频率。

在此情况下，缺点是控制设备的高复杂性，特别是重采样器，在处理时需要高的电路化工作和高的计算能力，因此不适于应用在具有有限计算能力的传感器节点中。

在图6a和图6b中表示根据本发明的控制设备的基本电路。

图6a中表示的控制设备70接收来自前述接收器的输入块的模拟/数字转换器50的输出a的输出信号，并被设计为将第一校正信号输出到接收器的输入块的输入b。第一校正信号影响接收器的振荡器10的本地参考频率，因此直接影响ofdm接收器的载波频率偏移和采样时钟偏移。当载波频率偏移和采样时钟偏移由第一校正信号补偿时，实现振荡器10与接收的机会信号的频率的频率同步。

在生成ofdm调制的机会信号时以及在相同的参考信号被用于生成采样时钟和用于生成载波频率时，可以有利地应用该控制设备。

图6b中表示的控制设备70′接收来自前述的接收器的输入块的模拟/数字转换器50的输出a的输出信号，并且被设计为将第一校正信号输出到接收器的输入块的输入b，以及将第二校正信号输出到接收器的输入块的输入端c。如已经描述的，第一校正信号影响振荡器10的本地参考频率，而第二校正信号影响由pll20产生的载波频率。使接收器的振荡器的本地参考频率与机会信号的频率同步，同时可通过适当选择第一和第二校正信号来实现分别影响接收器的采样时钟偏移和载波频率偏移。

当通过第一和第二校正信号补偿载波频率偏移时，实现振荡器10与接收的机会信号的频率的频率同步。

如果在生成ofdm调制的机会信号时，已经使用不同的参考频率来生成采样时钟并且用于生成载波频率，则可以有利地使用该控制设备。

控制设备70和70′优选地迭代地运行并处理至少一个或几个连续的ofdm符号。为此，控制设备包括适当大小的缓冲存储器71，其用于模拟/数字转换器50的数字数据流的中间存储。控制设备还包括单元72，用于确定一个或多个连续符号的单独载波的相位和/或相位比率，以及单元73，用于估计由此产生的载波频率偏移和/或采样时钟偏移。根据载波频率偏移和/或采样时钟偏移确定第一和可能的第二校正信号。

对于例如连续发送的导频载波，由载波频率偏移和采样时钟偏移引起的相移可以通过接收信号与导频载波的已知符号序列的相关性来确定。另一种可能性是当前接收的ofdm符号与在先前代表性步骤中接收的ofdm符号的相关性。本文中，相位差可以被确定为例如两个连续符号的相位差。

这提供了更大的精确度，因为在本文中，所有单独载波被共同考虑。在两种情况下，可以通过已知的估计方法来确定载波频率偏移和采样时钟偏移。

使用本地参考频率的同时，根据与传输信号相同的方法，通过解调和再次调制的接收信号，可以进一步改善载波频率偏移和采样时钟偏移的评估精确度。将如此获得的传输信号的副本与接收信号进行比较，以确定单独载波的相位位置的偏差。

在一实施例中，根据图6a的控制设备被设计为根据估计的载波频率偏移确定第一校正信号。在另一实施例中，根据图6a的控制设备被设计为根据估计的采样时钟偏移确定第一校正信号。在又一实施例中，根据图6a的控制设备被设计为根据估计的载波频率偏移和估计的采样时钟偏移的组合来确定第一校正信号。

以类似的方式，根据图6b的控制设备被设计用于确定载波频率偏移和/或接收器的采样时钟偏移的估计值，并根据这些来确定第一校正信号和第二校正信号，使得接收器的载波频率偏移或采样时钟偏移、或二者都受到影响。

图7示出了采样时钟偏移的偏差对载波频率偏移的估计的影响的模拟结果。对0、1、10、20、50和100ppm的时钟偏移(sco)进行采样，在x轴上表示的是以db为单位的符号/噪声比es/no，在y轴上表示的是对以hz为单位的载波频率偏移(cfo)的估计的标准偏差。可以认识到，对于所表示的0、1、10、20、50和100ppm的采样时钟偏移(sco)，以hz为单位的载波频率偏移(cfo)的估计的标准偏差依次增加。

对于小于10dbes/no的值，采样时钟偏移(sco)的减小不会引起载波频率偏移(cfo)的估计结果的显著改善。

可以认识到，对于实际接收比20dbes/no，小于50ppm的采样时钟偏移(sco)几乎不影响载波频率偏移(cfo)的估计结果。

在一实施例中，根据图6b的控制设备70′因此可以被设计为依据符号/噪声比es/no执行载波频率偏移的校正和采样时钟偏移的校正。此外，控制装置70′可以被设计成仅针对低于预定阈值的es/no的值来校正接收器的载波频率偏移。

根据图6b的控制设备70′还可以被进一步设计为迭代地首先仅影响接收器的采样时钟偏移，直到采样时钟偏移低于预定阈值并且随后最小化载波频率偏移。

在接收机会信号时，特别是在室内区域，应该认真处理非常明显的多路径接收。多路径接收意味着不仅通过直接视线(los)接收从发送器发射的信号，而且还另外接收时间延迟的信号。其原因是例如发送信号的反射，折射，散射或衍射。具有相同发送频率但具有不同位置(同信道发送器)的发送器可以作为另一信号源出现。多路径接收导致接收器通过传输信道接收由直接接收路径的信号和时间延迟的另外的接收路径的信号的叠加组成的信号。通过信道传输功能描述发送器和接收器之间的完整传输信道的行为。

信道传输功能的改变导致接收信号的相位跃变，因此影响载波频率偏移的估计。如果针对不同传感器节点信道传输功能不同，则这导致单独传感器节点的不同估计结果。出于这个原因，关于用于通信应用的ofdm接收器，通常仅考虑相位的差分变化，以确定载波频率偏移，然而这导致载波频率偏移的估计的精确度降低。

该问题的一个解决方案是获得信道的知识，然后根据所述知识仅使用某些传播路径来估计载波频率偏移。

为了确定信道特性，机制通常集成在ofdm信号中。因此，所谓的分散导频信号存在于dvb-t和lte信号中，并且完全已知的参考符号存在于dab中。如果将这些导频信号的已知传输信号与接收器中的实际接收值进行比较，则可以确定信道传输功能。如果借助逆傅里叶变换将该功能引入时域，则获得信道脉冲响应cir。图8示出了在多路径接收的情况下的信道脉冲响应。所表示的是通过不同接收路径接收的信号脉冲的能量以及它们相对于发射时间点的时间延迟。具有最短时间延迟的接收路径对应于直接接收路径(视线，los)。其他的接收路径也称为回波。信道脉冲响应提供关于接收器处接收信号的时间传播的信息。

给定传感器节点的接收器和ofdm发送器之间的直接且无阻碍的视线连接，信道脉冲响应具有主导脉冲，所述主导脉冲表示经由直接接收路径接收的信号的能量。所述信道脉冲响应还包括几个小脉冲，它们代表被例如房屋或山脉反射的信号的能量。信道脉冲响应中的脉冲的相位位置对应于接收信号的导频音的平均相位位置。通过观察信道脉冲响应中每个脉冲随时间的相位位置，可以根据信道脉冲响应的每个脉冲确定相应的载波频率偏移。然而，存在单独回波的脉冲与信道脉冲响应的直接接收路径的脉冲之间的恒定相位旋转。该相位旋转与回波的传输路径的长度成比例。

在一实施例中，先前已经描述的由接收器接收的信号的单独载波的相位变化的确定是专门针对经由直接接收路径接收的信号而执行的，以提高载波频率偏移估计的精确度。在另一实施例中，对于每个接收路径，分别执行由接收器接收的信号的单独载波的相位变化的确定。为此，设备72被设计为确定控制设备70和70′的一个或多个连续符号的单独载波的相位和/或相位比率，以形成接收信号的信道脉冲响应并确定信道脉冲响应的脉冲的相位。

当回波显著小于直接接收路径的主导脉冲时，使用通过直接接收路径接收的信号是有利的。由于使用回波的信息而导致的能量损失仅导致载波频率偏移的估计的低度恶化，并且导致算法的简化。

如果直接接收路径被遮蔽，这意味着如果直接接收路径的电平不再占主导，例如，如果接收到的回波具有与直接接收路径类似的电平值，则使用功率最大的路径的接收信号是有利的。在初始观察信道脉冲响应的单独脉冲的相位之后，可以确定直接接收路径和回波之间的恒定相位偏移。此后，单独路径的能量可以以相位相干的方式组合，以获得用于估计载波频率偏移的更精确的结果。如果信道传输功能改变，则发生脉冲数量的变化及其在信道脉冲响应中的时间位置的变化。在这种情况下，有利的是在载波频率偏移的估计中不包括新到达的脉冲或具有改变位置的脉冲，直到观察到它们在信道脉冲响应中的一个位置处稳定一规定时间。相位估计的精确度取决于用于计算信道脉冲响应的导频载波或导频信号的数量。这里也有利的是，对于存在的导频信号进行数据载波的信号判定，并应用已经描述的接收信号的再调制方法，以增加用于计算信道脉冲响应的能量。

载波频率偏移在信道脉冲响应中表现为单独脉冲的相位变化。采样时钟偏移(sco)表现为脉冲随时间的“漂移”。其原因在于采样时钟偏移导致信号相对于标称信号持续时间的时间延长或压缩。如果现在为每个符号计算信道脉冲响应，则产生峰值位置与采样时钟偏移成比例地变化，如图9所示，其表示信道脉冲响应中的峰值对采样时钟偏移的依赖性。图9的x轴表示信道脉冲响应的时间点，而图9的y轴表示信道脉冲响应的幅度。图9中所示的曲线示出了针对不同采样时钟偏移的相同符号的信道脉冲响应。

如前所述，并非绝对必需完全校正采样时钟偏移以确定载波频率偏移。然而，必须注意不会发生符号间干扰，因为在这种情况下不再能确定信道脉冲响应。如果来自不同ofdm符号的信息用于在ftt的帮助下对ofdm信号进行解调，则会发生这种情况。ofdm符号以时间上连续的方式在单独载波上发送，其中ofdm符号通过保护间隔彼此分离。因此，有利的是将ftt的观察区域的时间开端置于保护间隔的中间。如果在此之前由于多路径接收引起的所有干扰都已衰减，则这是可能的。如果现在随着时间观察直接接收路径的峰值，则这依赖于采样时钟偏移连续改变时间轴上的方向上的位置。可以通过在每次位置改变之后或在超过观察阈值之后将一个或多个附加采样值添加到模拟/数字转换器接收的数据流中来校正所述改变。通过这种方式，在下一个符号的信道脉冲响应中的直接接收路径的脉冲位置再次移位到初始值，并且观察间隔保持在恒定位置。由此避免了符号间干扰，并且信号跟踪保持稳定。

在接收到机会信号时，可以短暂地发生信道特征的显著变化。例如当由于遮蔽，诸如路人的移动障碍物中断与发送器的直接视线连接时，该障碍物可能导致直接接收路径的高衰减。因此，在确定从接收器接收的信号的单独载波的相位变化时，有利的是还观察信号能量或信号质量，例如信道脉冲响应中信号的脉冲的符号/噪声比或信号干扰比。从图7中可以明显看出，更差的符号/噪声比导致载波频率偏移的更差的估计结果。如果信道脉冲响应中的脉冲的符号/噪声比或信号干扰比低于预定值或发生突然变化，那么有利的是，在迭代控制中拒绝基于此的载波频率偏移的估计值，反而继续使用先前确定的估计值，直到信号干扰比或符号/噪声比再次超过预定义的值。通过这种方式，对于例如由于遮蔽引起的传输信道的短暂变化，载波频率偏移的估计变得更加鲁棒。

在另一实施例中，基于信道脉冲响应中的信号脉冲的符号/噪声比或信号干扰比对用于确定单独载波的相位变化的信号进行选择。如果信道脉冲响应中的脉冲的符号/噪声比或信号干扰比(signal-to-interferenceratio，sir)低于预定值或发生突然变化，则使用信道脉冲响应中的另一个脉冲来代替。本文中，要注意其相位是连续的，也就是说相对于前面的符号没有大的跳跃。甚至是由于遮蔽物体而产生的回波路径的改变。

机会信号也可以在所谓的单频网络(sfn)中发射。这意味着几个分布式发送器位置在相同频率以时间同步的方式发射相同的信号。

图10示出了在传感器节点的接收器的信道脉冲响应中，单个频率网络(sfn)中的两个发送器的发射的效果。位于地理上更靠近传感器网络的发送器1的信号具有较短的直接接收路径，因此在时间上较早的阶段被接收器接收。在地理上更为远离传感器网络的发送器2的信号具有较长的直接接收路径，并且像具有长传播路径的发送器1的高能量多路径接收路径一样工作。由于发送器1和发送器2的不同的地理位置，发送器的信号由传感器网络中的接收器从不同的入射方向接收。然后，可移动的障碍物仅能遮蔽两条高能路径中的一条。因而也可以在从单频网络的几个发送器接收时，执行前述的基于信道脉冲响应中的信号脉冲的符号/噪声比或信号干扰比(sir)来选择用于确定单独载波的相位变化的信号。在进一步的发展中，具有独立控制回路的分开的振荡器用于每个发送器。

对于许多传感器网络而言，单独传感器节点的本地参考振荡器相对于高精确度的参考频率的绝对调谐不是必需的，而只有在单独传感器节点的本地参考振荡器之间尽可能好的调谐才是必需的。在具有多个传感器节点的地理上受限的传感器网络中，发送器的直接接收路径的遮蔽对传感器网络的所有传感器节点以相同的程度发生作用。在一实施例中，传感器节点被设计为基于降低的信号干扰比(sir)或符号/噪声比识别第一参考发送器的遮蔽，并随后继续对本地参考振荡器与第二参考发送器进行频率同步。本文中，第二参考发送器也可以是另一频率或另一传输标准的发送器。传感器节点还可以被设计为将关于当前使用的参考发送器的信息发送到可通信地连接到它的其他的传感器节点，或者从另一个传感器节点接收该信息、，并随后继续本地参考振荡器与另外传感器节点的参考发送器的频率同步。如已经描述的，在这种情况下，可以继续使用最后确定的载波频率偏移的估计值，直到在迭代控制中确定载波频率偏移的新估计值。

除了传感器节点的频率同步之外，还需要时间同步，从而将单独传感器节点的不同本地时钟时间与诸如协调世界时(coordinateduniversaltime，utc)的外部参考时间校准，以便例如，在飞行时间测量的情况下能够确定单独传感器节点之间的飞行时间差异。许多适合作为机会信号的上述无线电信号包括具有不同精确度的时间戳，通过该时间戳，接收器在时间上被同步或提供时钟时间。利用这些时间戳可以实现传感器节点的时间同步。

先前描述的方法同样可以应用于作为机会的信号的wlan信号(ieee-802.11)。wlan发送器可以以便宜，紧凑和灵活的方式使用。由于不连续发射wlan信号，与dvb-t，dab或lte的发射形成对照，先述的方法将被调整，使得不存在的载波频率偏移的估计值不会对频率同步产生负面影响。如已经描述的，可以在迭代控制中以有利的方式继续使用最后确定的载波频率偏移的估计值，直到已经确定了载波频率偏移的新估计值。

通过适配路由器硬件可以实现进一步的改进。将连续有效且尽可能稳定的振荡器作为所选wlan发送器的参考频率是有利的，以便最小化例如在接通振荡器之后的特定时间段内发生的频率偏差。此外，在产生ofmd调制信号时，有利的是使用参考频率来产生采样时钟以及产生载波频率。优点是载波频率偏移和采样时钟偏移的固定耦合。

例如，如果在室内区域中，无法接收所选择的机会信号或接收所选择的机会信号受到限制，则可以安装较小功率的合适发送器。或者可以使用无源或有源中继器。