专利名称：电压控制振荡器及振荡频率调节方法
技术领域：
本发明涉及电压控制振荡器，具体地说，涉及PLL电路中采用的电压控制振荡器(VCO)的温度变动和元件制造偏差引起的频率特性的补偿。
背景技术：
作为PLL电路中采用的传统的电压控制振荡器，有例如图2所示的振荡电路20，该电路由电感21、与电感并联的可变电容电容器22、负电阻23等的元件构成。该振荡电路的振荡频率通过使控制端子24的电压变化并使可变电容电容器的电容值变化来控制。来自PLL电路的构成要素即低通滤波器的输出信号输入控制端子。
一般，可变电容电容器22可由pn结电容或MOS电容构成，负电阻23，例如可由构成正反馈回路的多个晶体管构成。
可变电容电容器的电容、负电阻的浮置电容因元件的制造偏差、元件的温度变化而变动，结果，振荡电路的振荡频带也变动。
图2的传统电路中，为了补偿元件的制造偏差、元件的温度变化引起的振荡频带的变动，与前述的可变电容电容器22并联多个微调电容25a，25b及26a～26d，将温度补偿用数字信号提供给输入端子27a、27b，元件特性补偿数据提供给输入端子28a～28d，控制各微调电容的电容值，从而调节振荡电路的振荡频带进入期望的范围。因此，需要元件特性补偿用的4个，温度补偿用的2个，合计6个微调电容。
特愿2004-017101号公报微调电容的最小值不是无限小，因此若微调电容的数目增大，则与微调信号(数字信号)无关的浮置电容与LC共振器多个并联，这些浮置电容的合计值若增大到与可变电容电容器22的可变幅度相比无法忽视的程度时，在频率控制的精度上产生问题。
例如，振荡频率为2.5GHz时，LC电路的常数为2nH、2pF左右，微调电容的浮置电容值为1pF左右。但是，振荡频率若成为5GHz，则LC电路的元件常数分别为1nH、1pF左右，微调电容的浮置电容值达到与可变电容电容器的可变幅度相同的程度。这样，振荡频率若变高，则象传统一样产生搭载多个微调电容的问题。
图3是使微调电容的电容变化可切换频率曲线的示意图，例如，振荡电路所必要的频带若为从4800到5000MHz，则从4800到4860MHz可选择频率曲线1(31)，从4860到4920MHz可选择频率曲线2(32)，在4920MHz以上可选择频率曲线3(33)。通过该选择功能，频率感度可抑制在100MHz/V左右，并可抑制振荡器的相位噪声。振荡频率高的LC共振器中，LC共振器连接的微调电容往往用于频率曲线的切换。
对期望的振荡频率，难以再现性良好地进行频率曲线的切换。这是因为，存在构成振荡器的各元件的浮置电容·放大率的偏差、负电阻的源极·漏极电容的温度变动等的变动要因，特别是微调电容的浮置电容的影响大。
本发明的课题是实现同时具备频率曲线的切换功能和补偿元件偏差引起的频率曲线的变动的功能。
发明内容
本发明提供，为了频率曲线的切换而指定微调电容的值时，通过逻辑合成频率信息和元件偏差信息或温度变动的补偿信息，维持频率曲线的再现性的电路。
本发明的电压控制振荡器，其特征在于，具备谐振电路，其包括负电阻元件、电感元件、根据外部施加的第一电压改变电容的第一电容以及根据控制电压改变电容的多个电容组成的第二电容；逻辑合成部件，其根据频率信息和自动校正值确定输出，根据基于上述逻辑合成部件的输出的控制电压，可改变上述第二电容的电容值。
根据本发明的振荡电路，与传统技术相比可减少必要的微调电容的数目，从而，可进行高频LC振荡电路的频率曲线的切换、元件偏差补偿、温度变动补偿。
第1实施例的电压控制振荡器的构成示意图。
传统的电压控制振荡器的构成例的示意图。
通过改变微调电容的电容值可进行频率曲线切换的示意图。
回路内安装有本发明的电压控制振荡器44的锁相回路(PLL)的一般结构示意图。
自动校正值的算出例的示意图。
全加法器12的构成和输入输出信号的关系的示意图。
振荡频率和频率信息的关系的一例示图。
元件偏差引起的自动校正值的确定及自动校正值和振荡频率信息的合成的顺序示意图。
电压控制振荡器的频率特性(控制电压对振荡频率特性)的一例的示意图。
第2实施例的电压控制振荡器的结构示意图。
逻辑合成电路110的详细结构方框图。
频率曲线切换判定器111的详细电路图。
逻辑合成电路110内部的全加法器112的结构电路图。
溢出防止器113的详细电路图。
频率曲线切换判定器的输入输出信号的关系的例示图。
第3实施例的电压控制振荡器的构成示意图。
逻辑合成电路170的详细结构方框图。
温度计175的温度特性的一例示图。
温度计的构成示意图。
11微调电容11a～11d构成微调电容的各电容12全加法器13频率信息14自动校正值15a～15d输入端子16监视器输出17控制端子18可变电容电容器19a电感19b负电阻19c缓冲电路110，170逻辑合成电路具体实施方式
以下，参照图面，说明本发明的实施例。另外，各图面以可理解本发明的程度概略表示。
(1)第1实施例图1是第1实施例的电压控制振荡器的构成示意图。该振荡电路10形成，采用频率曲线的切换用的微调电容11来实现频率曲线的切换和元件偏差补偿的电路结构。
微调电容11的电容值由全加法器12(构成逻辑合成部件)输出的4比特的数据控制。构成微调电容11的各电容(11a～11d)的电容值成为与2的幂成比例的值。即，与第0比特的电容值相比，第1～3比特的电容值成为2，4，8倍。
全加法器12逻辑合成频率信息13和自动校正值14(元件偏差补偿的适当值)。该自动校正值14根据上述专利文献1所述的方法，在电路的启动时设定。以下，说明该自动校正值的确定方法。
(S1)图4是将本发明的电压控制振荡器10安装到回路内的锁相回路(PLL)的一般的结构示意图，步骤S1中，确定该锁相回路的分频数即电压控制电路的振荡频率。例如，令基准频率f_ref为1MHz，为了获得4900MHz的振荡频率，在分频器45内部的寄存器45b设定值4900。从而，分频计数器45a将输出信号作为时钟信号，计数到4900，从而生成分频信号并输入比较器41。
(S2)控制数据(B3，B2，B1，B0)＝(1000)作为元件偏差补偿用的可变电容电容器的初始值，提供给输入端子(15a～15d)。
(S3)为了变更上述控制数据的第n比特的数据，最初令n＝3。
(S4)控制数据的第n比特设定成″1″(高电源电压)(n＝3的场合，通过初始值设定已将第3比特设定成″1″)。
(S5)使锁相回路和振荡器动作，待机到振荡频率确定为止(例如，500μsec)。
(S6)读入监视器输出端子16的值(参照图5的响应栏)，作为第n比特的确定值。监视器电路由在一个输入端子(反相输入端子)输入基准电压，另一个输入端子(正相输入端子)从控制端子17输入向可变电容电容器18施加的电压的比较器构成。
(S7)从n的值减1。
(S8)n＞0的场合，重复(S4)～(S7)的处理。
(S9)n＝0的场合，将到(S8)为止确定的控制数据的值作为自动校正值(4比特)的确定值。
图5是自动校正值的算出例的示意图。
图6是全加法器12的构成和输入输出信号的关系的示意图，全加法器12由带进位的4比特的加法器61～64构成。自动校正值4位数据的各比特中，第0比特比特与加法器61连接，第1比特与加法器62连接，第2比特与加法器63连接，第3比特与加法器64连接。
频率信息由2比特构成，振荡频率和频率信息具有图7所示的关系。即，全加法器12的频率信息S仅在频率信息为(01)时设定成″1″，全加法器12的频率信息A仅在频率信息为(11)时设定为″1″。
微调电容11、可变电容电容器18由n-MOS晶体管组成。微调电容11在施加电压为0V时(即(B3，B2，B1，B0)＝(0，0，0，0)时)电容最小，施加电压等于电源电压时(即，(B3，B2，B1，B0)＝(1，1，1，1)时)电容最大。电容变化通常为每比特0.02pF，在0.01pF～0.03pF的范围变化。微调电容的电容值以2的幂变化，其最大值通常为0.30pF，在0.15pF～0.45pF的范围变动。
可变电容电容器18在施加电压为电源0V时电容最大，在施加电压等于电源电压时电容最小。该可变电容电容器的电容值例如为0.08pF，该场合，存在0.04pF～0.12pF左右的元件偏差。
电感19a，例如是电感1nH、串联电阻4Ω的电感。
缓冲电路19c中，对电感19a及可变电容电容器18、微调电容11组成的LC共振器串联了0.1pF的电容。振荡器的输出从缓冲电路的输出取出。
以下，详细说明第一实施例的电压控制振荡器的动作。
图8是元件偏差引起的自动校正值的确定及自动校正值和振荡频率信息的合成的顺序的示意图。
在电压控制振荡器10和包含它的锁相回路40启动的时刻，自动校正启动信号81成为″11″，为了补偿元件偏差，确定最佳微调电容的值4比特(自动校正值)(82)。
自动校正期间中，指定的振荡频率(由图4的分频器中设定的分频比确定的频率)是一定值。例如，图4的寄存器45b中设定的值为4900，基准频率为1MHz的场合，指定的振荡频率成为4900MHz。
自动校正期间中，自动校正的值N从2进制数的上位开始确定值，最终确定全部4比特的值，例如，N＝8(1000)→4(0100)→6(0110)→7(0111)(参照图5)。
全加法器12的输出与电压控制振荡器的状态(自动校正前，自动校正动作中，自动校正结束后)无关，逻辑合成自动校正的伪值或确定值与振荡频率对应的频率信息(83)。
根据图7，指定的振荡频率为4860-4919MHz时，由于振荡频率信息为(00)，不进行对全加法器12的运算，全加法器12的输出4比特与自动校正值N相同。此时，电压控制振荡器表示出图9的频率曲线92的特性。
指定的振荡频率为4800-4859MHz的范围的场合，图7中，由于频率信息为(11)，因而全加法器12的值(自动校正值N)加1后输出，该场合，电压控制振荡器可表示图9的频率曲线93的特性，在控制电压范围的中央部分获得指定的振荡特性。频率曲线从曲线92向曲线93移动的理由是，施加到微调电容11的4比特的数据增加1，微调电容增加1比特的量。
指定的振荡频率为4920MHz以上时，图7中，由于频率信息为(01)，因而全加法器12的各比特中输入值″1″(即加″-1″)，从全加法器12输出自动校正值N减1后的值。该场合，电压控制振荡器由于表现图9的频率曲线91的特性，因而可在控制电压范围的中央部分获得指定的振荡特性。频率曲线从曲线92向曲线91移动的理由是，施加到微调电容的4比特的数据减1，微调电容减少1比特的量。
如上所述，根据第1实施例，可获得以下的效果。
(A1)由于根据自动校正值和指定的频率信息确定用数字信号可控制的微调电容的电容值，因而可减少微调电容的数目。
(A2)根据(A1)的效果，各个微调电容的浮置电容减少，因而使用电容小的微调电容的LC型电压控制振荡器中，可再现性良好地进行频率曲线的切换。
(2)第2实施例图10是第2实施例的电压控制振荡器的构成示意图。该实施例中的电压控制振荡器在采用逻辑合成电路110取代第1实施例中的全加法器这点上不同，其他构成要素与第1实施例的构成要素相同。
图11是逻辑合成电路110的详细构成的方框图，具备频率切换判定器111；全加法器112；溢出防止器113；以及由4电路组成的异或(EXOR)电路114。
图12是频率曲线切换判定器111的详细电路图。自动校正启动信号en_b为有效(″0″)时，响应指定频率，输出图15所示的输出信号minus、plus。en_b为无效(″1″)时，minus、plus都输出″0″。
图13是逻辑合成电路110内部的全加法器112的结构电路图，除了输入信号及其连接关系，与第1实施例中的全加法器12的构成相同。自动校正值4比特向输入信号trim[3:0]输入。频率曲线切换判定器111的一个输出信号plus与第0比特加法器(LSB)的进位输入ci连接，另一个输出minus与各加法器的一个加法输入(b)连接。该全加法器112的4位输出信号cal[3:0]与由4电路组成的EXOR电路114的一个输入端子连接。最上位的加法器(MSB)的进位信号cout与溢出防止器113连接。
图14是溢出防止器113的详细电路图。该电路如下动作，例如，输入信号cout为″1″，plus为″1″时，输出信号reverse为″1″；输入cout为″0″，plus为″1″时，reverse成为″0″。
以下，说明第2实施例中的电压控制振荡器的动作。
电源接通后的自动校正值N的确定值为0(0000)时，图9的频率曲线在最高频率侧(频率曲线91)。该场合，即使指定4920MHz以上的频率作为振荡频率，由于应该移动的频率曲线不存在，因而该实施例的电压控制振荡器如下维持现状的频率曲线。
即，若指定4920MHz以上的振荡频率；则如图15，频率曲线切换判定器的输出minus成为″1″。该场合，全加法器112中，由于各加法器加″1″，输出成为cal[3:0]＝(1111)，进位输出成为cout＝″0″。若将该全加法器的加法结果4位直接提供给微调电容，则振荡频率曲线从N＝(0000)对应的频率曲线91向频率曲线93移动，振荡器无法达到指定的频率。
该场合，由于cout＝″0″，minus＝″1″，plus＝″0″，因而溢出防止器的输出信号reverse成为″1″，该信号提供给各EXOR电路。此时，全加法器112的输出cal[3:0]也向各EXOR电路提供″1″，因而供给微调电容11的数据保持为(0000)。即，频率曲线停留在最高频率侧。
自动校正的确定值N为15(1111)时，频率曲线在最低频率侧。此时，指定的振荡频率即使在4800-4859MHz的范围，由于没有应该移动的低频侧曲线，因而电路如下维持现状的频率曲线。如图15所示，通过使指定的振荡频率在4800-4859MHz的范围，频率曲线切换器的输出plus成为″1″。全加法器112中，由于LSB侧的加法器加″1″，因而输出为cal[3:0]＝(0000)，进位输出为cout＝″1″。此时，全加法器的输出数据若提供给微调电容，则振荡频率曲线从最低频率侧向最高频率侧移动，振荡器无法达到指定的频率。
该场合，由于cout＝″1″，minus＝″0″，plus＝″1″，溢出防止器113将逻辑″1″的输出作为输出信号reverse提供给各EXOR电路114，另外，由于全加法器112的输出cal[3:0]也向各EXOR电路114提供″0″，因而提供给微调电容11的数据保持为(1111)。即，频率曲线停留在最低频率侧。
溢出防止器113的输出为″0″时，即，指定振荡频率在4860-4919MHz的范围时，或全加法器的加法结果不发生溢出时，异或的输出与全加法器的输出一致。
如上所述，第2实施例可获得以下的效果。
(B1)元件偏差补偿的自动校正的值N为0或15时，即确定频率曲线在最高或最低频率侧时，通过将频率曲线从最高频率侧向最低频率侧移动，有无法获得期望的振荡频率的问题，或者，通过将频率曲线从最低频率侧向最高频率侧移动，有无法获得期望的振荡频率的问题，但是根据该实施例中的逻辑合成电路，频率曲线在最高频率侧的场合，频率曲线切换判定器即使指定更高频侧的曲线，频率曲线也不移动，在锁相回路维持可振荡的状态。同样，频率曲线在最低频率侧的场合，频率曲线切换判定器即使指定更低频侧的曲线，频率曲线也不移动，在锁相回路维持可振荡的状态。
(B2)根据(B1)的效果，即使是元件偏差补偿的自动校正的值成为0或15的电路也不必废弃，可提高生产成品率。
(3)第3实施例图16是第3实施例的电压控制振荡器的结构示意图。该实施例中的电压控制振荡器在采用内置温度计的逻辑合成电路170取代第1实施例中的全加法器这点上不同，其他构成要素与第1实施例的构成要素相同。
图17是逻辑合成电路170的详细构成的方框图，具备频率切换判定器171；第1全加法器172；溢出防止器173；由4电路组成的异或(EXOR)电路174；温度计175；第2全加法器176；第2溢出防止器177；由4电路组成的EXOR电路178。频率曲线切换判定器171、第1及第2全加法器172、176、第1及第2溢出防止器173、177的详细构成与第2实施例中的对应要素的构成相同。
温度计175，例如具备图18所示的特性，输出2比特的输出信号temp[1:0]，该输出与第2全加法器176和第2溢出防止器177连接(temp
与其反相信号连接)。
图19是该实施例的温度计的结构示意图，具备输出不依赖于温度的电流11的第1电流源；输出依赖于温度的电流12、13的第2、第3电流源；具有生成基准电压用的电阻值R1的第1电阻；具有生成依赖于温度的电压用的电阻值R2、R3的第2、第3电阻；温度检测用的电压比较器C1、C2。
电压比较器C1比较由电阻R1生成的基准电压(＝R1×I1)和由第3电阻生成的依赖于温度的电压(＝13×R3)，绝对温度超过例如320°K时输出电平″1″的信号temp
。同样，电压比较器C2比较由电阻R1生成的基准电压(＝R1×I1)和由第2电阻生成的依赖于温度的电压(＝I2×R2)，绝对温度超过例如350°K时输出电平″1″的信号temp[1]。温度和输出信号的关系的一例如图18所示。
以下，说明第3实施例的电压控制振荡器的动作。
电源接通后的频率信息输入频率曲线切换判定器171，响应指定的频率信息，输出图15所示的信号minus、plus。该信号输入第1全加法器172和第1溢出防止器173。第1全加法器172及第1溢出防止器173的动作与第2实施例的全加法器112及溢出防止器113相同。
即，指定的频率信息为4800-4859MHz时从第1全加法器172输出自动校正值N加1后的值，频率信息为4860-4919MHz时输出自动校正值N的值，频率信息为4920MHz以上时输出自动校正值N的值减1后的值。
自动校正值N为0或15时，与第2实施例同样，通过第1溢出防止器173和EXOR电路174的动作，控制全加法器的输出不进行从0到15，或从15到0的变化。
第3实施例中，EXOR电路174的输出4比特提供给第2全加法器176的输入端子trim[3:0]。
温度在低温区域，例如，290°K以下时，温度计175的输出temp
(＝″0″)的反相信号输入第2全加法器176的LSB侧加法器的进位输入(Ci)，全加法器176的输出加1，该值经由EXOR电路178输入微调电容11。该场合，微调电容的电容值增加1比特的量，从而频率曲线向低频侧移动。
一般，LC振荡电路的频率曲线随着温度降低向高频侧移动。其理由主要是，与LC电路连接的晶体管的结电容随着温度降低而减少，以及构成负电阻的晶体管的互感上升，发送振幅饱和的频率变高。从而，在温度降低的同时通过增加微调电容，补偿频率曲线的温度变动。
温度在高温区域，例如350°K以上时，由于温度计175的输出temp[1]向第2全加法器176的各比特的加法器输入施加″1″(即减1)，因而提供给微调电容的值减1。该场合，由于微调电容的电容值减少1比特的量，频率曲线向高频侧移动。LC振荡电路的频率曲线随着温度上升向低频侧移动，因而通过减少微调电容，补偿频率曲线的温度变动。
EXOR电路174的输出为(0000)时，频率曲线在最高频率侧(例如，图9的曲线91中表示的频率特性)，温度即使上升，也已经无法将频率曲线向高频侧移动。该场合，若将第2全加法器176的输出直接向微调电容输入，则由于全加法器的输出成为(1111)，电压控制振荡器的振荡频率从最高频率侧的曲线向最低频率侧的曲线移动，因此无法达到指定的振荡频率。
该实施例中，将第2全加法器176的输出向第2溢出防止器177的输入端子cout输入，通过与第2实施例同样的动作，第2溢出防止器177的输出成为″1″。其结果，EXOR电路178的输出维持(0000)的值。
同样，EXOR电路178的输出为(1111)时，频率曲线在最低频率侧(例如，图9的曲线93中表示的频率特性)，温度即使降低，也已经无法将频率曲线向低频侧移动。该场合，若将第2全加法器176的输出直接向微调电容输入，则由于全加法器的输出成为(0000)，电压控制振荡器的振荡频率从最低频率侧的曲线向最高频率侧的曲线移动，因此无法达到指定的振荡频率。
该实施例中，将第2全加法器176的输出向第2溢出防止器177的输入端子cout输入，通过与第2实施例同样的动作，第2溢出防止器177的输出成为″1″。其结果，EXOR电路178的输出维持(1111)的值。
该实施例中，将温度计175的检测温度设定成290°K、320°K、350°K，但是可响应振荡器的温度特性而设定适当值。检测温度通过增减图19的电阻R2和R3的值来变更。
如上所述，根据第3实施例，具有以下的效果。
(C1)微调电容的电容根据自动校正值N和频率信息和温度计信息确定，不必另外设置温度补偿用的微调电容，从而与传统技术相比，可减少微调电容的数目。
(C2)根据(C1)的效果，各个微调电容附带的浮置电容与传统技术相比减少，因而在电容小的LC型电压控制振荡器中，可实现再现性良好的频率曲线的切换功能、补偿元件制造偏差引起的频率曲线的变动的功能，以及补偿振荡频率曲线的温度依赖性的功能这三种功能。
(C3)频率曲线在最高频率侧时，即使通过温度数据指定更高频侧的曲线，频率曲线也不移动，在锁相回路维持可振荡的状态。同样，频率曲线在最低频率侧时，即使通过温度数据指定更低频侧的曲线，频率曲线也不移动，在锁相回路维持可振荡的状态。结果，即使是元件偏差补偿的自动校正值成为0或15的电路也没有废弃的必要，提高了生产成品率。
权利要求
1.一种电压控制振荡器，其特征在于，具备谐振电路，其包括负电阻元件、电感元件、根据外部施加的第一电压改变电容的第一电容以及根据控制电压改变电容的多个电容组成的第二电容；逻辑合成部件，其根据频率信息和自动校正值确定输出，根据基于上述逻辑合成部件的输出的控制电压，可改变上述第二电容的电容值。
2.权利要求1所述的电压控制振荡器，其特征在于，上述逻辑合成部件是根据上述频率信息对上述自动校正值进行加法或者减法的运算部件，是在该运算结果为规定值时将该运算结果值返回运算前的值的部件。
3.权利要求1所述的电压控制振荡器，其特征在于，上述逻辑合成部件，是根据频率信息和温度信息对自动校正值进行加法或者减法的运算部件，是在该运算结果为规定值时将该运算结果值返回运算前的值的部件。
4.权利要求1所述的电压控制振荡器，其特征在于，上述自动校正值是M比特组成的数据，是该电压控制振荡器作为PLL电路的VCO使用时，根据上述第一电容的控制端子施加的电压和基准电压的比较结果逐个比特地依次确定的值。
5.权利要求1所述的电压控制振荡器，其特征在于，上述频率信息，是根据构成PLL电路的分频电路的分频比和基准频率可从外部指定的信息，根据该信息可识别控制频率区域不同的至少三个频率特性曲线。
6.一种振荡频率调节方法，其特征在于，是具备谐振电路的电压控制振荡器的振荡频率调节方法，所述谐振电路包括负电阻元件、电感元件、根据外部施加的第一电压改变电容的第一电容以及根据控制电压改变电容的多个电容组成的第二电容，该方法具备根据外部指定的频率信息补正自动校正值的第一步骤；该补正值与规定值不同时将该值直接输出，该补正值成为规定值时将补正值返回原值的第二步骤；根据作为上述第二步骤的结果而获得的上述补正值，生成上述控制电压的第三步骤。
7.一种振荡频率调节方法，其特征在于，是具备谐振电路的电压控制振荡器的振荡频率调节方法，所述谐振电路包括负电阻元件、电感元件、根据外部施加的第一电压改变电容的第一电容以及根据控制电压改变电容的多个电容组成的第二电容，该方法具备根据外部指定的频率信息和检测的温度信息，补正自动校正值的第一步骤；该补正值与规定值不同时将该值直接输出，该补正值成为规定值时将补正值返回原值的第二步骤；根据作为上述第二步骤的结果而获得的上述补正值，生成上述控制电压的第三步骤。
8.权利要求6、7的任一项所述的振荡频率调节方法，其特征在于，上述自动校正值是M比特组成的数据，是该电压控制振荡器作为PLL电路的VCO使用时，根据上述第一电容的控制端子施加的电压和基准电压的比较结果，从最上比特依次确定的值。
9.权利要求6、7的任一项所述的振荡频率调节方法，其特征在于，上述频率信息，是根据构成PLL电路的分频电路的分频比和基准频率可从外部指定的信息，根据该信息可识别控制频率区域不同的至少三个频率特性曲线。
全文摘要
本发明实现同时具备频率曲线的切换功能和补偿元件偏差引起的频率曲线的变动的功能。其具备谐振电路，其包括负电阻元件(19b)、电感元件(19a)、根据外部施加的第一电压(17)改变电容的第一电容(18)以及根据控制电压改变电容的多个电容组成的第二电容(11)；逻辑合成部件(12)，其根据频率信息(13)和自动校正值(14)确定输出，根据基于上述逻辑合成部件的输出的控制电压，可改变上述第二电容的电容值。
文档编号H03B7/00GK1773862SQ20051012470
公开日2006年5月17日 申请日期2005年11月9日 优先权日2004年11月9日
发明者藤田研, 村濑友宏 申请人:冲电气工业株式会社