用于通过多个线对来发送数据的方法和装置与流程
本发明涉及用于通过多个线对来发送数据的方法和装置。数字用户线路协议规定通过一对金属线发送数据(并且从其接收数据)的方法。在如下所述存在多于一个线对的情况下，已知用于这些协议的各种方法。
背景技术
对于两个收发器经由多对金属(通常为铜)线(通常是双绞线)彼此连接以最小化耦合到该金属对上的差模传输的外部射频干扰(rfi)的情况来说，已知用于寻求优化可以跨这种连接支持的数据速率的几种技术。
在最简单情况下，这些线对被简单地视为完全分离的连接。如果忽略串扰的影响，那么在这种布置中，由该链路提供的带宽总量是单一连接提供的单个带宽的总和。从一条线路到另一线路的串扰影响(其中，多于一条线路同时发送数据并显现为干扰)意味着通常n对的组合带宽实际上不是通过在其本身上操作的单一连接可实现的带宽的n倍。
为了使分离连接的组合对于(公知开放式系统互连(osi)7层模型的)更高层显现为单一连接，可以使用称为接合(bonding)的技术。这简单地将物理/数据链路层连接组合在一起，以从网络和osi7层模型的更高层的角度形成单一连接。
为了减轻串扰的影响，在发送到多个连接的信号中采用已知为“矢量化”的技术。以收发器中的某一额外处理为代价，可以大大减少串扰的影响，使得一起操作的所有线路的总带宽更加接近地逼近在其自身上操作的每条线路的带宽之和。此外，因为在这种布置中可以在连接的两端执行联合处理，所以可以采用多维回波抵消器来使沿两个方向的传输能够使用相同频调(tone)(即，实现双工操作模式)，只要其不与任何相关监管要求相冲突(例如，国家接入网频率规划)，这使得逼近连接的总容量的两倍。
为了进一步增加总连接的带宽，另外可能利用“幻象(phantom)信道”。幻象信道是激发模式，其涉及按与任何单个对上的直接差模激励正交(因此不干扰)的方式同时在多于一个线对上发送信号。例如，如果存在两对双绞铜线并且能够每对一个地激发两个常规直接差模信号，那么也可以发送差分幻象模式信号，其中，彼此相对地激发每对的平均电压，以便承载第三信号。由于双绞线的平均(或公共)电压对该线对上的差分信号没有影响，因而平均电压的变化不会改变跨单对的差分信号，因此幻象信号与两个正常差模信号正交(同时承载在每个线对上)。这通常通过向被用于驱动双绞线的线的变压器提供中心抽头来完成(例如，参见ep2091196作为该技术的示例)。
如果例如具有四对双绞铜线(p1、p2、p3、p4)，那么还可以创建二阶幻象信号。在这种情况下，可以创建两个幻象连接(例如ph12、ph34)，这两个幻象连接为p1的平均电压与p2的平均电压之差(ph12)以及p3的平均电压与p4的平均电压之差(ph34)；这些是一阶幻象连接。然而，通过取一阶幻象之一(例如，ph12)的平均电压并且相对于一阶幻象中的另一个(例如，ph34)的平均电压差分地驱动它，可以另外创建二阶幻象连接，该二阶幻象连接与一阶幻象连接中的两者并且单个地与每对上的常规直接差模连接正交。因此，对于存在4对双绞线的情况来说，可以生成7个正交连接(实际上还可能存在第8个正交连接，其是总共模激发，其中，所有8条线上的平均电压相对于公共地(即，大地)变化-但这种模式损耗很大并且非常容易受到外部干扰，因此通常在实践中从未实际使用过)。事实上，甚至二阶幻象在实践中都很少使用，因为在实现具有准确中心抽头的变压器自身跨驱动变压器的两个中心抽头方面的难度非常难以准确地实现，并且相当小的不准确度也会导致这种二阶幻象连接的性能不佳。
应注意到，通过以上述常规方式构造幻象模式连接，可以形成多达2n个正交信道，其中，n是线对的数量(并且其中包括从未实际使用的共模)，但仅限于n为2的幂(即，针对2、4、8、16个线对)的情况。
wo2005/094052描述了一种在一组线上获得多个正交信道的另选方法。在本文档中，提出使用一条线作为参照线并在每条其它线上驱动差分信号，每条其它线相对于同一条参照线被驱动。这样的方法将在如此形成的每个信道之间引起大串扰，但是该文档提出通过对各种不同信号应用矢量化来减轻这种情况。应注意到，这种方法提供2n-1个正交信道(不包括从未实际使用的共模)，而与对数n无关-即，n不需要是2的幂以获得2n-1个正交信道(排除共模)，这与上面讨论的常规幻象模式信道构造的情况不同。
wo2011/061722描述了又一种与所涉及的多个线对的数量无关的激发2n-1个正交信道的方法。在wo2011/061722中提出的方法中，利用要在一组线上发送的一组m个输入信号的组合来激发每条线(其中，m＝2n是各线的数量)。然而，这些信号中的一个被设定成零，因为其对应于未使用的共模。其建议在m是2的幂时，可以使用walsh-hadamard码，但这些仅针对长度为m的代码存在，其中，m是2的幂。为了迎合不是2的幂的多组线，其建议使用傅立叶码来代替被复值化，因此可能涉及使用信号的相位变化(除了180度异相之外-即，walsh-hadamard码中所需的信号的反转)。这样，可以按比用于构造幻象的常规方法或wo2005/094052中描述的方法更多被平衡的方式在m条线上发送m-1个有用信号。
技术实现要素：
根据本发明的第一方面，提供了一种通过多个线对来发送一组数据信号的方法，所述数据信号包括第一数据信号子集和第二数据信号子集，所述第一数据信号子集和所述第二数据信号子集中的每一个都包括至少两个不同数据信号，所述方法包括以下步骤：生成第一组传输信号，所述第一组传输信号中的各个传输信号由所述第一数据信号子集中的每个数据信号的至少一部分的组合导出的；生成第二组传输信号，所述第二组传输信号中的各个传输信号是由所述第二数据信号子集中的相应的单个数据信号导出的；通过所述多个线对中的相应一个线对共模地发送所述第一组传输信号中的各个传输信号；并且通过所述多个线对中的相应一个线对差模地发送所述第二组传输信号中的各个传输信号。
以此方式，能够使用用于针对给定一组线发送信号的所有可能正交信道/模式。此外，与仅利用针对每个双绞铜线对的差分信道的传统情况相比(因此没有利用幻象模式或信道)，用于访问这些信道/模式的附加处理(例如，用于执行组合的矩阵乘法)被限制到要发送的数据信号总数的子集(优选少于一半)(通常来说，如果存在n对，那么总共可以发送最多2n-1个数据信号，其中，第一子集中的n-1个和第二子集中的n个)。该布置与wo2011/061722中描述的系统相比是有利的，其中，用于访问所有2n-1个正交信道/模式的附加处理涉及要发送的所有数据信号。由于需要针对所有可能频调(即，逐个频调)并且针对每个数据帧执行这样的处理，这表示大量附加处理，因此节省其显著部分是超过wo2011/061722中教导的方案的一个重要技术优势。
在本说明书的背景下，关于一个线对的术语“共模”是指同等地激发该线对中的线的方式。这可以通过在驱动变压器上提供中心抽头(其驱动相应对)并通过激发该中心抽头来方便地完成(并优选地完成)。
(注意，好奇的读者可能想知道应用于该中心抽头的信号关于什么被驱动-答案是在一些实施方式中，其相对于所有对的共模的平均值被驱动。这类似于三相电力在仅利用3条电线在典型电力电缆上被传输的方式。信号可以方便地被均衡，使得不需要实际参照点-如信号处理领域的技术人员所完全理解的)。
优选地，组合所述第一数据信号子集以形成第一组传输信号包括：生成虚拟(dummy)数据信号，该虚拟数据信号不包含需要在所述多个线对的远端处连接至多个线对的接收器装置处恢复的任何数据，并且在每个数据信号组合中包括虚拟信号，以在所述第一组传输信号中形成各个传输信号。所述虚拟信号优选地按如下方式组合在所述第一数据信号子集中的其它数据信号内，该方式为：其以在所述多个线对的完整集合的共模中发送，并因此其不包含要发送的数据，因为已知这种传输模式具有非常差的传输特性，这意味着非常少的数据可以在所述接收器处被成功恢复。然而，在一些实施方式中，对于将由所述接收器分析完整集合的该共模信道上的接收信号，可以获得影响所述系统的外部噪声的估计，其对于许多不同原因(诸如噪声消除或避免等)来说都是有用的。
优选地，所述第一数据信号子集中的数据信号的组合利用傅立叶码(或等效地利用空间离散傅立叶逆变换(isdft)矩阵-对于优选实现来说，下面加以更详细描述)来完成。本领域技术人员应当想到，利用傅立叶码的效果是经由复合信道发送所述第一子集中的数据信号，其中，不同分量(通常具有不同相位)被发送到不同线对的共模信道上。
优选地，生成传输信号(包括所述第一组和第二组传输信号)包括：利用快速傅立叶逆变换(ifft)单元对所述信号执行快速傅立叶逆变换(按数字形式)，以在基于这些数字信号生成模拟信号之前，将它们从频域表示转换成时域表示。优选地，所述变换在已经执行所述第一子集数据信号的组合之后完成，使得所述第一组传输信号的生成包括：首先生成所述第一子数据信号的组合，并且然后对这样组合的数据信号执行快速傅立叶变换。
根据本发明第二方面，提供了一种用于通过多个线对来发送一组数据信号的发送装置，所述数据信号包括第一数据信号子集和第二数据信号子集，所述第一数据信号子集和所述第二数据信号子集中的每一个都包括至少两个不同的数据信号，所述发送装置包括：
处理器，该处理器可操作以
生成第一组传输信号，所述第一组传输信号中的各个传输信号是由所述第一数据信号子集中的每个数据信号的至少一部分的组合导出的；以及
生成第二组传输信号，所述第二组传输信号中的各个传输信号是由所述第二数据信号子集中的相应的单个数据信号导出的；以及
发送器，该发送器用于
通过所述多个线对中的相应一个线对共模地发送所述第一组传输信号中的每个所述传输信号；以及
通过所述多个线对中的相应一个线对差模地发送所述第二组传输信号中的每个所述传输信号。
根据本发明的第三方面，提供了一种用于通过多个线对来发送一组数据信号的发送装置，每个线对都具有近端和远端，所述近端连接至所述发送器且至少部分所述远端连接至一个或更多个接收器装置，所述数据信号包括第一数据信号子集和第二数据信号子集，所述发送器包括：正交离散编码变换单元和快速傅立叶逆变换单元，所述正交离散编码变换单元可操作以与所述快速傅立叶逆变换单元结合，通过利用正交离散编码变换组合所述第一数据信号子集中的所述数据信号并且然后利用快速傅立叶逆变换将这些变换成对应时域信号，来生成第一组传输信号，所述快速傅立叶逆变换单元另外可操作以通过将所述第二数据信号子集中的每个数据信号变换到时域以形成第二组传输信号，来生成所述第二组传输信号；其中，所述发送器还包括模拟前端单元，该模拟前端单元用于生成由所述传输信号和一系列驱动变压器导出的线驱动信号，每个驱动变压器都连接至多个线对中的相应一个线对中的线的近端，并且每个驱动变压器都包括被连接以接收由所述第一组传输信号中的相应一个传输信号导出的驱动信号的中心抽头，由此所述第一组传输信号中的每个所述传输信号通过所述多个线对中的相应一个线对共模地被发送，并且所述第二组传输信号中的每个所述传输信号通过所述多个线对中的相应一个线对差模地被发送。
所述正交离散编码变换单元可以使用任何合适正交离散码(例如，诸如walsh-hadamard码)，然而优选空间傅立叶码(使得所述正交离散编码变换单元是空间离散傅立叶变换单元)，因为无论线对的数量如何，即，甚至在线对的数量不是2的精确幂(如对于walsh-hadamard码来说2的精确幂是必须的)的情况下，这也可以被最佳地使用。
优选地，第二或者第三方面的发送装置是收发器单元的一部分，该收发器单元包括如上述第二或第三方面所述的形成发送器部分的发送装置以及接收器部分，接收器部分可操作以接收和检测/解调从位于线对的远端处的相应收发器单元(或多个单元)发送的传输信号。因此，典型系统涉及两个收发器，每个收发器都包括采用根据第二或第三方面所述的发送装置形式的发送器部分，该发送器部分可操作以根据本发明的第一方面发送数据，所述收发器借助于一束线对互连。
这种配置可以优选地设置在落点(droppoint)单元与交易所之间(尤其是在落点单元与交易所之间已经提供纤维(光纤)连接，但落点单元与交易所之间的旧传统铜连接已经留在原位(这是常见的做法)的情况下)-在这种情况下，铜连接上的连接既可以用来提供针对主要由光纤连接提供的连接的额外回程带宽，也可以在光纤连接损坏的情况下用作备份。根据与本申请共同提交的并且名为“telecommunicationsaccessnetwork”和具有代理机构refa32875的共同未决专利申请的教导，存在这样一种另选布置，即，可以有用地提供通过一束线对互连的两个收发器(根据本发明的优选实施方式操作)的这种配置。根据该专利申请中描述的本发明的优选方面，落点单元借助于一束线对彼此互连，以在本地的落点单元之间提供合理的高带宽连接，而不涉及在落点单元和一个或更多个交易所大楼之间穿过(通常是光纤)连接。当使用本发明的实施方式形成连接时，上述这两种配置都旨在落入本申请和本文档末尾所述的适当权利要求的范围内。
自然地，本发明的所有上述方面和/或实施方式可以补充有附加已知技术，诸如某种形式的噪声消除技术，诸如矢量化(在发送器内预编码以预补偿串扰的影响-尤其是远端串扰(fext)-和/或在接收器内进行后处理以消除串扰的影响-尤其是fext)。在以点对点配置操作的特别优选实施方式中，可以采用本征波束赋形技术。这涉及将信道矩阵分解成两个单位平方矩阵和包括信道矩阵的特征值的对角矩阵，然后基于发送器装置处的酉矩阵之一执行预编码步骤，并且基于接收器处的酉矩阵之一来执行后编码步骤。在接收器端另外使用所标识的特征值作为均衡/检测处理的一部分。下面对其数学描述进行更详细阐述。
可以实现本发明的另选配置是如下配置，该配置为：单一发送器连接至彼此不同位配置(下文中称为彼此远离)的多个接收器(每个都经由相应一个或多个线对)。在这种情况下，一些可能幻象模式连接可能未端接(例如，如果单一发送器连接至三个不同远程接收器(每个都经由相应单个线对)，那么没有直接完整幻像连接可用)。尽管如此，在这种情况下，可以采取间接路径的优点，由此发送到幻像路径上的能量被承载/串扰/模式转换到差分模式，并因此可以在检测差分模式信号的接收器处接收。在这种情况下，利用组合器模块从所述第二数据信号子集导出所述第一数据信号子集。下面描述由组合器模块执行的处理的精确数学描述，但是其操作以使得为了在共模上作为所述第一组传输信号进行发送而生成的信号(例如，在优选实施方式中，在由空间离散傅立叶逆变换单元处理之后)彼此正交，可以串扰耦合到差分模式中以在所选择的接收器处接收，使得在那里接收的串扰耦合信号(除了直接发送的信号之外)提升在直接路径上行进的(直接发送的)信号，并因此，改进在接收器处接收的(整体)差模信号的信噪比(与没有能量被故意发送到任何共模的情况相比)。
优选地，在这种情况下，矢量化(或对抗来自可以协同控制其传输信号的邻近线路的串扰耦合的影响的另选预编码技术)结合组合器单元的效果和在矢量化单元(或者如果使用另选预编码串扰抵消方法，则为其它等效单元)与ifft单元之间操作(就信号处理而言)的任何其它附加处理单元的效果，基于与由物理线形成的原始物理信道的组合效果相关联的新信道传递函数，按常规方式(例如，利用矢量化单元)进行操作。
本发明的另一些方面涉及用于使发送装置(或收发器)执行根据本发明的第一方面的方法的处理器可实现指令，并且涉及承载这种指令的载体装置(优选为非暂时性载体装置)。
附图说明
为了可以更好地理解本发明，下面参照附图仅通过示例的方式对其实施方式进行描述，其中：
图1是形成本发明实施方式的包括两个部分的电信接入网络的一部分的示意性示图，其包含由连接在两个收发器之间的一束线对形成的连接；
图2是图1的收发器之一的发送器部分的示意性示图；
图3是图1的收发器之一的接收器部分的示意性示图；
图4是例示由图2的发送器部分执行的方法的流程图；以及
图5是根据另一实施方式的适于在树枝状而非点对点布置中使用的收发器的发送器部分的示意性示图。
具体实施方式
下面参照图1例示了(示意性地)接入网络10，其包括交易所大楼20、两个街道机柜或主要交叉连接点(pcp)30a、30b、四个分配点单元(dpu)40a-40d、以及八个客户端设备(cpe)装置50a-50h。这当然仅仅表示全国性接入网络的一部分，该网络包括通过高带宽核心网络互连的许多交易所大楼。另外，更靠近网络边缘定位的装置的两倍放大(即，从交易所20到cpe装置50的方向-下文中称为沿“下游方向”)再次是任意的并且仅用于例示性目的-在典型网络中，几个(可能是20个或更多)pcp可能连接至每个交易所，并且多达50个左右的dpu可以连接至每个pcp。
图1还例示了上述装置20、30、40、50如何以分层方式彼此互连，使得每个上游装置20、30、40都经由光学连接21a、21b、31a-31d和/或铜连接22a、22b、32a-32d、42a-42h连接至两个下游装置30、40、50。因此，交易所20经由铜连接(例如，主线缆)22a(其实际上包含大量双绞铜线对)和光纤连接21a连接至pcp30a，并且经由类似于铜连接22a的铜连接22b和类似于光纤连接21a的光纤连接21b连接至pcp30b。类似地，pcp30a经由光纤连接31a且经由铜连接32a(例如，一束50个左右的双绞铜线对-即，足以能够将至少一对发送至可以设想连接至dpu40的每个cpe装置，该dpu40通常存在多达大约20-30个cpe装置(或网络终端点-通常每个住处一个)连接至dpu40a-正如电信领域中通常那样，然而这完全可能通过利用大于必要线缆(例如，通过利用50或100对线缆等)来过度设置(例如，以适应房屋转换成平面等的可能性)。对应光纤31b、31c、31d和铜32b、32c、32d连接适当地用于将pcp30a连接至dpu40b并用于将pcp30b连接至dpu40c和dpu40d两者。最后，每个dpu40a、40b、40c、40d仅经由对应铜连接42a-42h连接至多个cpe装置50a-50h(例如，dpu40a经由铜连接42a和42b连接至cpe50a和50b，dpu40b经由铜连接42c、42d连接至cpe50c和50d，等等)。应注意到，这些最终铜连接42a-42h通常只包括一对或可能两对(在这种情况下，这两对中的一对通常是未连接至cpe的备用对)。
图1还例示了一些额外铜连接41a、41b、41c，它们互连在dpu40a与40b之间、在dpu40b与40c之间以及在dpu40c与40d之间。这些连接的目的在上面引用的具有代理机构refa32875的共同未决的共同提交的专利申请中得到更全面的解释。在本实施方式中，这些连接41a-41c再次作为铜线缆，其包括许多(例如，50或100)铜连接，并由此在这方面类似于铜连接32a-32d(更确切地说是铜连接42a-42h或铜连接22a和22b)。
最后，图1还例示了位于铜连接22a、32c以及41b的两端的收发器100a-100f。这些收发器100在本实施方式中都操作以按下面更详细描述的方式有效地在多个金属对上传送数据。
因此，下面转至图2，按示意性形式示出了一个收发器100的简化解释性发送器部分16a。这是一个简化的解释性发送器部分，因为为了清楚和简洁起见，发送器部分16a被例示并描述为仅经由3对铜线1691a、1691b、1692a、1692b、1693a、1693b连接至另一收发器100的对应接收器部分16b；当然，应该明白，在实际实施方式中，希望收发器经由更多对连接(例如，经由n对，其中，n可以方便地多达50或100，如上所述)来连接。如可以看出，在如描绘的发送器部分的最左边，存在一系列六个“数据源”1611a-1616a，最上面的1611a是灰色的。这些框中的每一个都表示数据路径的开始，该数据路径在所连接的收发器100的通信接收器部分内的对应数据接收器框1611b-1616b处结束。仅存在6个数据源的理由是在该解释性实施方式中仅有3个线对。通常来说，收发器100被设置成提供2n个数据路径，其中n是对的数量，记住这些路径之一是如下所述的虚拟路径。(最上面的数据源框1611a和最上面的数据接收器框1611b两者)呈灰色的原因是没有实际数据通过该数据路径被发送，因为其对应于共模(所有3对)，其传输形式通常如此嘈杂使得很少有数据(若有的话)可以利用该传输模式可靠地被发送(所有三对的这种共模在下文中可以被称为通用共模)。在该示意性示图中，收发器被例示为经由3个双绞金属对连接。在实践中，收发器优选地经由更多数量的这种对(例如，多达50或100对)连接；然而，为了清楚起见，图2和图3例示了更简单的情况，其仅包括导致6个可能正交信道的3对，从而，其中一个信道是(所有对的)共模，其是经由顶部路径接入的模式并且因此框1611和1621(在发送器部分和接收器部分中)按灰色形式示出，以指示没有真实数据实际上通过该路径被发送。
这些数据源仅出于例示目的而分开例示。事实上，这些数据源很可能实际上都与要发送的单一公共数据源有关，但是其被划分成要分别传递至框1612a-1616a的5个分离数据分配，以供在被重新合并之前，在对应的各个数据接收器1612b-1616b处接收之前进行传输，并且然后被转发到系统中的希望接收所发送数据流的更高层上。最上面的数据源1611a提供有虚拟数据。如本领域技术人员应当清楚，这可以按服务许多不同有用目的的这种方式来选择。例如，为了实现线上的良好平衡，或者为了最小化峰均比，或者利用预定数据集来使能估计施加在线上的外部噪声等。
另外，数据源框1611a-1616a包括串行到并行转换功能，正如在离散多频调(dmt)传输系统领域中所公知的那样。另外，在该阶段执行其它常规功能，诸如添加前向纠错(fec)，对非fast数据路径执行交织等。在完成对数据流的所有此类处理时，数据被分组成适于要在每个相应信道上的每个频调中发送的比特数的组(针对该目的的恰当数量已经在训练过程中以公知方式确定，具有经由比特交换过程在同步期间被更新的可能性，该比特交换过程也是公知的并且与本发明无关)。
这样分组的比特组然后以常规方式被传递至相应调制器功能(在当前情况下，正交振幅调制器(qam)1621a-1626a)-即，按通常公知的方式，将用于在单一频调上传输的每组比特通过qam映射至这种矢量/复数的星座内的对应矢量/复数。
从调制器功能1624a到1626a发出的最下面三组矢量/复数然后以常规方式被传递至快速傅立叶逆变换(ifft)框1644a-1646a，其按公知方式基于传递给其的输入矢量/复数来生成连续信号的时域样本。这些信号最终还在用于将样本转换成连续模拟信号的某一模拟处理之后，按公知常规方式通过采用常规差模通过相应金属对发送。此后，这些信号可以被称为差模流或信道。
然而，最上面三组矢量/复数被传递至“三阶空间离散傅立叶变换(dft)”模块1630a(注意，因为存在输入至其的三个数据路径，所以该空间dft模块是三阶的-反过来说，因为在该例示性示例中，仅有三个线对互连收发器100，所以有三条这样的数据路径-如果有n对，那么将有n个数据路径，并且空间dft将为n阶的)。空间dft模块1630a的功能是按如下方式以三种不同形式组合针对每个频调的矢量/复数来形成三种不同组合，该方式为：所得到的组合(在通过常规ifft和模拟处理等进行适当常规dsl处理之后)在被应用于驱动变压器的中心抽头时，驱动(在这种情况下)三个线对，产生(在这种情况下)三个信号，这些信号按如下方式通过这三个线对承载，该方式为这三个线对既与自身正交又与常规差分信号正交，每个差分信号都以常规差模被承载在相应一个线对上。完成此操作的具体方式在数学上阐述如下，但是概括地说，其可以被描述为应用3阶的离散傅立叶变换(3是线对的数量-如果被承载在n对到线上，则需要n阶离散傅立叶变换)。如本领域技术人员应当清楚的，这涉及获得1的n次方根，并且将n个输入值中的每一个乘以该根的指定整数量，其中n是输入矢量/复数的数量(以及连接收发器100的线对的数量)。在组合信号以形成新组合信号之后的信号路径在下文中可以被称为共模传输流或信道，以将它们与承载单一未组合数据流的差模流或信道区分开。
本领域技术人员应当明白，由空间dft模块1630a执行的“组合”过程的效果可以被认为是将每个输入数据信号分成(在这种情况下)三个分量。在第一(虚拟)数据路径的情况下，这些分量中的每一个都具有彼此相同的相位，因此这些分量导致利用总体共模(通用-共模)，其中，该信号必须通过参照诸如大地的单一共地电压来进行测量，并且任何额外噪声都将容易地耦合到这种传输模式中。另一方面，第二和第三数据信号两者都被分成彼此具有相等的非零相位距离的分量(在第二数据信号的情况下，按输出信号1、输出信号2、输出信号3(即，分别在图2中到ifft模块1641a、1642a、1643a的信号)的顺序，在每个分量之间存在+1/3的周期相位差，而在第三数据信号的情况下存在-1/3的周期相位差)。信号分量的这种相位差类似于承载信号的公知三相交流功率的相位差。为了在接收器部分恢复数据信号，这些非零相位差必须反转-这样做，由此产生的整体共模信号和耦合到线上的任何噪声信号(它们之间往往也会有零相位差)的相位差的变化以及和不同分量之间具有不同非零相位差的其它输出信号的相位差的变化将彼此抵消，因此(在完美世界中)仅留下期望原始输入数据信号。
该过程(自然地)针对每个帧(每秒钟可能有大约4000个)内的每个频调(其中可能有几千个)独立地执行。
然后将三个所得组合传递至常规ifft模块1641a-1643a以用于常规ifft处理，类似于上面讨论的由最下面ifft模块1644a-1646a所执行的处理。这有效地组合了针对给定组合的每个频调的值，以形成待发送的3(或者n，其中存在比3个线对更多的n个线对)个组合信号的时域数据样本。
为便于在本文档中引用起见，图2中从数据源单元1611a-1616a到对应qam调制单元1621a-1626a但在到达空间dft模块之前(对于由该模块处理的那些流来说)从左到右的并行数据信号流、以及图3中直至空间逆dft模块1630b右侧的流在下文中被称为数据信道，因为就从数据源框1611a-1616a发出数据的观点而言，存在从发送器部分中的相应数据源框到对应数据收集框1611b-1616b的单一相应信道。然而，对于直至图2中的空间dft模块1630a右侧和直至图3中的空间逆dft模块1630b左侧的数据/数字/模拟信号流来说，这些流被称为传输信道。明显地，下面三个数据信道直接链接至相应传输信道，而图2中的上面三个数据信道按更复杂的方式合并以形成三重混合传输信道，其仅在图3中的空间逆dft模块1630b中未混合。
在任何情况下，来自ifft模块1641a-1646a的输出在本实施方式中被传递给重排序模块1650a(这不是严格必须的，因为必须的重排序当然可以通过将下面描述的afe模块的输出连接至各种驱动变压器/平衡-不平衡变换器的正确附接点以纯模拟方式完成，但方便的是最小化复杂布线问题，若有任何附加处理，对于作为可以以最低限度在数字域执行的不重要数字运算的内容来说，其可能会导致不必要的问题)。重排序模块1650a简化操作以确保打算用于激发平衡-不平衡变换器的驱动变压器的中心抽头的信号离开数字处理部分，该数字处理部分邻近打算被用于激发相应平衡-不平衡变换器的相应驱动变压器的差分抽头点的对应信号。
然后将来自重排序模块1650a的输出馈送至相应常规最终数字dmt处理模块1651a-1656a，以添加循环扩展并对该信号进行并行至串行(p/s)转换以供传输。来自最终dmt模块1651a-1656a的输出然后经由反相(1671a、1674a、1677a)和非反相(1672a、1673a、1675a、1676a、1678a、1679a)放大器1671a-1679a传递至相应平衡-不平衡变换器1680a-1682a，使得第一个线对1691a和1691b差模地承载由ifft1644a输出的信号并且共模地承载由ifft1641a输出的信号，第二个线对差模地承载由ifft1645a输出的信号并且共模地承载由ifft1542a输出的信号，并且最后第三个线对差模地承载由ifft1646a输出的信号并且共模地承载由ifft1543a输出的信号。为了差模地激发所述线对，将单一信号经由反相放大器(例如，1671a)传递至该线对中的第一条线(例如，1691a)，并经由非反相放大器传递至另一条线(例如，1691b)。
下面转至图3，为了在连接的远端恢复从线发送的信号，接收器部分16b近似地反转由发送器部分16a执行的步骤。因此，通过线对1691-1693抵达的信号在相应平衡-不平衡变换器1681b-1683b处被检测，在该相应平衡-不平衡变换器1681b-1683b处，差分信号通过使来自线中的一条线(例如，1691a)的信号传递通过反相放大器(例如，1671b)并且使来自每个线对(1691a、b；1692a、b；1693a、b)中的另一条线(例如，1691b)的信号传递通过非反相放大器(例如，1672b)并且然后将这两个信号加在一起来恢复，而共同承载在每个线对(例如，1691a、b)上的共模信号通过使来自相应平衡-不平衡变换器(例如，1681b)的变压器的中心抽头的输出经由非反相放大器(例如，1672b)传递来恢复。
然后，从放大器1671b-1676b输出的信号被传递至相应模拟前端(afe)单元1661b-1666b，其执行信号的采样以获得信号的数字样本。然后将这些样本传递至相应dmt单元1651b-1656b。这些执行常规dmt预处理，包括：去除循环前缀(其最初由发送器部分16a中的对应dmt单元(1651a-1656a)添加)并执行所检测数字样本的串行至并行转换。
然后，从dmt单元1651b-1656b输出的信号被传递至重排序模块1650b，该模块简单地撤消由发送器部分16a内的重排序模块1650a执行的重排序。然后，将重排序的信号从重排序模块1650b传递至一系列快速傅立叶变换(fft)模块1641b-1646b，该一系列快速傅立叶变换模块以常规方式操作以将输入的时域信号样本从时域转换到频域，从而输出频率分量。来自最上面三个fft模块1641b-1643b的输出频率分量然后被传递至空间逆dft模块1630b，该空间逆dft模块撤消由发送器部分16a中的对应空间dft模块1630a执行的组合。其效果是恢复(估计)最初输入至发送器16a中的空间dft模块1630a的矢量/复数。然后将这些的输出提供给qam解调器单元1621b-1626b，该qam解调器单元1621b-1626b通过利用与发送器部分中的调制器单元1621a-1626a使用的相同星座映射来恢复由发送器16中的对应qam调制器单元1621a-1626a使用的原始输入数据集。
然后将所得数据集传递给数据收集单元1611b-1616b，该数据收集单元1611b-1616b执行与发送器16a中的数据源单元1611a-1616a执行的操作相反的操作，诸如应用任何必要的前向纠错等，然后将所恢复/校正数据传递至希望接收该数据的更高层。如果该数据实际上是单一数据流而不是5个分离流，那么其也可以在合适数据聚合器(未示出)中重新组合，如上面参照发送器部分16a所讨论的。
应注意到，最上面qam解调器单元1621b和数据收集单元1611b在图3中呈灰色。这是因为其是如上所述的虚拟数据路径。根据该路径的使用，很可能这两个单元实际上被完全省略，因为解码这些数据可能没有价值。
上述处理可以用数学表示如下：
假定传输介质包括三个线对p0-p2，其中，每一对都由两条金属(例如，铜)线制成，使得
p0＝(w0w1)t，p1＝(w2w3)t，p2＝(w4w5)t
在这种情况下，w0对应于线1691a，w1对应于线1691b等，直到w5对应于线1693b。施加至线的电压信号由以下列矢量给出：
x＝(x0x1x2x3x4x5)t
这些信号将被处理以提供常规差模信号，以用于按常规差分方式在每个线对上传输，并且提供用于在共模或幻象模式激发下传输的一些信号。
再次参照图2，由实施方式执行的信号处理包括：
来自1611a-1616a的数据由d给出，其中，
d＝(d0d1d2d3d4d5)t
这些数据d首先按给定子载波/频调(n)在qam调制单元1621a-1626a处例如使用如图2所示的m-qam来调制，以针对每个频调生成
应注意到，如上所述，1611显示为灰色，因为其是虚拟路径。这对应于数据d0，其因此是虚拟数据。如根据下面方程可以看出，经由空间离散傅立叶变换对d0的变换使得该数据按上面提到的不希望总体或一般共模被承载。这两个其它正交非差模承载从数据源单元1612a和1613a发出的数据d1和d2。
调制数据x被传递通过空间dft单元1630a(实际上，在该阶段，仅改变最上面三个信号d0至d3)，其因此可以在数学上这样表达：
其中
其中，m是稀疏2nx2n矩阵，其左下和右上象限都是零，其右下象限是沿对角线具有1而其它地方为0的对角矩阵，而其左上象限填充n行n列，并且每个元素ei，j由ei，j＝ωi·ωj给出，其中，0≤i≤(n-1)和0≤j≤(n-1)，使得左上元素e0，0＝ω0＝1和
接下来，将
其中：
1.i是与ifft模块相关联的信道索引(即，
2.n是频率区块(bin)索引，而n是fft的总长度
3.k是时间样本索引
4.[x]指示x是离散参数
然后，将时域样本
使得每个共模组合信号
如上提到的，上述处理在接收器中被反转，以使经受噪声不够大以致造成qam解调制器1621b-1626b处的检测错误，在数据收集单元1611b-1616b处恢复所发送数据。如本领域用户将显见的是，这涉及在fft单元1641b-1646b处执行fft变换，其在采样
下面转至图4，为了完整性起见，简要描述在发送和接收信号时由发送器部分执行的步骤(s5-s60)和由接收器部分执行的步骤(s105-s145)。
在该方法开始之后，该方法进行至步骤s5，其中，发送器部分确定可用信道的信道容量。如上说明的，一般来说，存在多达2n-1个可用信道，其中，n是连接在发送器部分与接收器部分之间的线对的数量。在当前情况下，连接在发送器与接收器之间的是3个线对，并因此5个可用信道承载非虚拟数据。用于确定单个信道容量的常规方法可以采用单一双绞线连接来实现。例如，如果线对连接的长度大约为100m-1000m，那么可以适合使用vdsl2协议，在这种情况下，可以采用用于在训练期间评估信道容量的常规方法，除非其可以针对每个信道有利地同时进行。如果连接比这短，则可能更适合使用g.fast类型协议，在这种情况下，该协议中采用的方法可以被用于确定信道容量(此外，附带条件是在当前情况下，针对所有可用信道最方便地同时执行，以使在训练和信道估计期间自动存在串扰的影响)。一般来说，信道容量被确定为训练处理的正常部分，其在本实施方式中确实是这种情况。
在作为训练或同步过程的一部分执行的步骤s5中确定了数据信道的容量之后，该方法进行至步骤s10，其中，发送器部分从该装置上的更高层接收要通过多对连接发送的数据。另外，在步骤s20之前，执行生成用于在总体公共信道上传输的虚拟数据的步骤s15。在当前情况下，发送规则重复同步数据模式，使得接收器部分可以被设置成在需要时执行对施加在系统上的外部噪声的估计。
该方法然后进行至步骤s20，其中，将数据设置成数据流，每个数据流都传递至相应编码器单元1611a-1616a。该方法然后进行至步骤s25，其中，对与每个数据流相关联的数据进行编码-具体来说，如果要按交织模式发送某些数据，那么执行交织，如果某些数据要具有应用至其的前向纠错(fec)，那么在此阶段添加该前向纠错。如果不需要交织和/或前向纠错(例如，因为要代替地使用物理层重传)，那么在这个阶段实际上不需要进行任何动作。
在完成步骤s25时，该方法进行至步骤s30，其中，适于传递至qam调制编码器功能的数据组由所接收的数据形成(其可以以串行形式被接收，然后被批量缓冲或接收，在这种情况下，进一步缓冲可能不总是必要的)。作为在步骤s5中执行的信道容量确定处理的一部分，确定每个信道中的每个帧中的每个频调可以支持的比特数，并且使用该信息来将待发送比特分组成针对相应频调的适当大小组(在该频调上要发送该组比特)。
这样对比特进行编码和分组之后，该方法进行至步骤s35，其中，执行qam调制-具体来说，在该阶段，将要针对特定频调、针对特定帧以及针对特定数据流/信道进行qam编码的比特被映射至星座位置，其被表示为具有实部和虚部的复数。星座的大小取决于特定频调被确定为能够承载的比特数(即，在信道容量分析阶段期间)。
在完成步骤s35时，该方法进行至步骤s40，其中，针对每个频调(逐频调地)，针对给定数据流/信道子集，由在前qam调制处理生成的复数通过执行加权求和被组合在一起，以在传输流/信道内形成复数的输出集合，这是由通过对数据流/信道的数据流/信道子集中的数据应用不同权重(如上面更详细描述的)形成的不同组合所产生的。如上所述，组合复数的输出传输流的数量与输入数据流/信道的数量相同(输入复数的数量也与输出复数的数量相同)。选择被用于形成不同组合的权重，使得输入信号可以按正交方式利用解组合权重集来恢复(即，可以执行逆操作，其涉及再次以这样的方式形成加权组合，即，每个原始输入信号与其它信号完全隔离-假设没有串扰或符号间干扰等-使得在执行解组合操作之后，其它信号的任何分量都不存在)。如上所述，用于实现其的合适权重是正交码，诸如walsh-hadamard码(针对输入和输出数据流/信道的数量是2的精确幂的情况)，或者更一般地说，离散傅立叶变换码，再次如上面更详细地讨论的。
在完成步骤s40时，该方法进行至步骤s45，其中，对每个传输流执行常规快速傅立叶逆变换，其中对应于针对特定传输流的所有频调的复数被组合在一起以形成对应输出复数集合，其表示与输入信号相对应的离散信号的时域值，该输入信号被表达为与不同频调相关联的同一信号的频率分量。
在完成步骤s45时，该方法进行至步骤s50，其中，执行进一步常规dmt处理-具体来说，通过针对每个传输流重复该组信号的最终几个信号样本并且按公知方式将它们添加至信号的前面来添加循环扩展。
在完成步骤s50时，该方法进行至步骤s55，其中，每个传输流/信道的离散时域信号被转换成适于通过线对传输的连续模拟信号。
在完成步骤s55时，该方法进行至步骤s60，其中，每个传输流的连续模拟信号被放大，然后被用于经由合适驱动变压器驱动线对。如上提到，这是经由平衡-不平衡转换器完成的，该平衡-不平衡转换器对差模传输流信号执行差分放大，而直接放大共模流信号(然后将其应用至驱动变压器的中心抽头)。
图4接着例示了信号如何在步骤s60与s105之间通过多个线对接口从发送器部分传递至接收器部分，由此接收器部分执行步骤s105到s145。
因此，在步骤s105，接收由发送器部分发送的信号并在接收器部分16b处被检测。如上所述，这涉及在每个线对中的相应线上执行反相和非反相放大，以恢复差分信号，并且对每个线对处的中心抽头信号执行单一放大以恢复共模传输信号。
然后在步骤s110，由afe单元1661b-1666b处理这些信号中的每一个，以便通过对连续信号进行采样来将信号转换成离散时间信号。
然后在步骤s115中，移除在步骤s50中添加的循环前缀。然后在步骤s12中，执行常规快速傅立叶变换处理，以便按正常方式将离散时域信号变换成对应离散频域信号。
在步骤s125，由空间逆dft模块1630b处理共模传输流信号，以恢复在步骤s40中处理的原始输入数据信号。
在完成步骤s125时，存在处理与总体公共传输模式相关联的虚拟数据的可选步骤s130。如上所述，这可能包含大量噪声，并且在该数据流中不发送要传递给更高层的实际数据，但是出于信号处理的原因，仍然可以在该阶段处理恢复后的数据-例如，估计施加在线对上的外部噪声条件。
在完成步骤s130(或者如果没有执行可选步骤s130，则为步骤s125)时，该方法进行至步骤s135，其中，所恢复数据信号被qam解调制，以恢复输入至发送器部分中的qam调制步骤a35的原始数据流。然后在步骤s140，执行恢复数据的任何必要的进一步处理(例如，解交织、处理前向纠错以消除错误保护开销以及在必要时纠正任何检测到的错误等)，接着最后该方法进行至步骤s145，其中，在向上传递至更高层以供进一步处理所发送数据之前根据需要合并该数据。
用于树枝状而非点对点布置使用的另选实施方式
下面转至图5，示出了根据实施方式的打算在树枝状网络布置中使用的发送器部分，而不是像在图2和图3中所示的早先描述的实施方式的情况那样在点对点布置中使用。在该实施方式中，发送器16c经由3个线对1691、1692、1693(如前所述，尽管它们实际上未在图5中示出)连接至三个分离接收器部分(也未示出)。该分离接收器部分(未示出)彼此不同位配置，因此不可能在线的接收器端进行联合处理。尽管如此，因为在共模信号和差模信号之间通常存在串扰/模式转换，所以可以将一些有用信号发送到共模信道上，其然后被承载通过至差模信道。如果承载通过之后的信号与直接发送信号相长地干扰，那么这种能量可以改善直接发送信号的信噪比(snr)。
图5例示了实现上述改善snr的发送器部分16c。一般来说，除了“c”后缀替换“a”后缀以指示它们在发送器16c而不是发送器16a内操作之外，与图2中所示的元件相同的元件用相同标号加以引用。
图2的发送器16a与图5的发送器16c之间的第一显著差异在于仅存在3个数据源单元1614c-1616c。这是因为在本实施方式中仅3个数据流能够可区分地发送至三个分离接收部分，因为其不可能通过分离幻象信道发送数据并且在远端恢复该数据(在这种情况下可访问的唯一共模信道是总体共模信道，其承载由单个线对中的两条线上的平均电压相对于公共地参照电压形成的信号-这是非常嘈杂的信道，其在实践中通常从未使用)。
本(树枝状布置)实施方式与早先描述的(点对点)实施方式之间的第二显著差异在于，在本实施方式中，因为所有接收器彼此分离并且由此无法进行任何联合处理，所以接收器可以完全是常规dsl调制解调器，其中每一个都被设计成仅接收在差分模式下通过端接于接收器处的单个线对发送的一个信号。为此，省略了接收器部分的示图。
在数据源单元1614c-1616c和qam调制单元1624c-1626c中执行的处理与在上面参照图2描述的类似组件1614a-1616a和1624a-1626a中执行的处理相同，因此这里未加以进一步描述。
一旦在qam调制器1642c-1646c中生成了频域信号值，就将它们传递至噪声消除单元1695c，在当前情况下，噪声消除单元1695c采取执行常规矢量化的迫零预编码器(zfp)矢量化单元(vu)的形式，将三条线(线对)和关联数据流处理为矢量化组。该矢量化单元1695c在很大程度上对于图5右侧的附加处理(在其下游)是不可知的，并且仅将由增强信号发生器(esg)1696c(下面描述)和空间dft单元1630执行的附加处理看作“信道”的一部分(是具有n×n个元素的复合信道(其中，n是线对的数量)，具有指示n个信道之间的串扰的非零非对角元素，从矢量化单元的角度来看，通过线对将n个数据流承载至要接收该数据流的每个相应接收器-应注意到，正如在下面所看到的，可以利用不同传输模式在多于一个传输信号上发送一些数据流；然而，这种复杂性对于矢量单元来说是隐藏的，其不需要考虑这种复杂性)。由于这种不可知论，vu1695c能够以常规方式训练，以便确定在随后正常“运行时间(showtime)”操作期间使用的恰当预编码/矢量化值。
在发送器的正常“运行时间”操作期间(在训练和同步等之后)，利用矢量化系数(其已经基于在训练期间以任何合适方式执行的信道分析被确定)来预编码输入信号。正如dsl矢量化领域中的技术人员所理解的那样，这具有在很大程度上预期按有关消除这些信号的大量影响的这种方式发送到矢量化组中的其它“线路”上的信号的效果，由此在很大程度上预先消除串扰效应。这样预编码的信号然后被传递至增强信号发生器(esg)1696c，其根据如下面讨论的最大比率组合(mrc)原理来操作。增强信号发生器(下文中称为“esg(mrc)”)1696c的效果是生成附加信号，以供通过(在本情况下)未端接的共模来传输，考虑到这些信号与指定接收器串扰并增强直接接收信号的snr。每个附加信号都是从一个或更多个输入预编码信号中导出的。而且，除了生成用于通过不同于单个线对上的常规直接差模传输的信道来传输的额外一个或更多个信号以外，cu(mrc)还按抵达指定接收器的信号的相位差被最小化的这种方式来修改要经由分离信道发送至单一接收器的信号的相位，以解决由该分离信道造成的相位变化的差异。最后，其还可以修改信号的幅度/功率以寻求进一步优化如在指定接收器处接收的信号的信噪比(snr)的最终值。如何实现这一点的具体细节在下面在数学上加以阐述。
应注意到，在图5所例示的本示例实施方式中，esg(mrc)以这种方式生成三个新信号，这些信号被传递至空间dft单元1630c，其按与图2所示实施方式中的配对(counterpart)单元1630a完全相同的方式来操作。然而，在本情况下，最上面的信号(其将通过总体共模发送)被设定成零。当然，如果出于上面参照点对点实施方式阐述的任何原因希望的那样，可以插入附加单元来生成用于通过共模传输的非零信号-尽管利用任何这种非零信号被承载到总体共模，但接收器需要适于尝试检测在该模式下承载的信号。
这三个最下面的信号(在本实施方式中)(每个都对应于从矢量化单元1695c输出的信号中的相应一个(可能已经经历由cu(mrc)1695c造成的相位和/或幅度变化))以及由空间dft单元1630c输出的三个信号接着被传递至相应ifft单元1641c-1646c。所有进一步处理由ifft单元以及ifft单元右侧的所有进一步组件(即，重排序器单元1650c、dmt单元1651c-1656c、afe单元1661c-1666c、反相1671c、1674c、1677c和非反相1672c、1673c、1675c、1676c、1678c、1679c放大器、以及平衡-不平衡变换器1681c-1683c)按与点对点实施方式中的对应组件相同的方式来操作，因此这里不再进一步描述。
由发送器部分16c执行的精确处理可以在数学上描述，因此：
因此，
在上述方程中，
如上提到，组合器矩阵的非零元素采用本领域技术人员将认识的形式
通过检查组合器矩阵，可以看出，第一接收器将接收从数据流1导出的采用直接差模的信号，该信号具有经由直接差分路径接收的分量(与第1列中的顶部元素
变型例
上面已经描述了点对点实施方式/布置和树枝状实施方式/布置两者。本领域技术人员应当清楚，当然可以具有混合布置，其中，在发送器装置与多个接收器之间存在多个链路，其中至少一个或更多个链路包括多于一个线对。在这种情况下，利用上面分别参照点对点和树枝状实施方式阐述的原理，可以具有通过多个线对链路承载的多个不同数据流(高达n-1个，其中，n是这种链路的数量)并且另外使用未端接的复合信道将附加信号能量承载到经由未端接的信道(或者其至少一些优先于共模信道的复合信道)(因为端接该信道将需要不共定位的接收器之间的联合处理)。
优选地，通过使用本征波束赋形技术来增强点对点布置的操作。在混合模式信道保持连续的点对点系统中，可以采用分布式矢量预编码来实现串扰自由传输。为实现其，混合模式信道被因式分解成其特征值和特征矢量。这种类型的预编码器不需要归一化，因为预编码器和后编码器都是酉矩阵并且不应用信号放大。预期其跨所有频率很好地执行。
除了预编码器和后编码器以外，在后编码器之后的接收器处还需要均衡器。均衡器系数是信道的特征值。该步骤可以在发送端利用基于信道的特征值的注水(water-filling)来实现。
为了分解
其中，u和v是包含复合信道
因此，传输模型可以重写为：
y＝vλu*x
预编码信号x变为：
在接收器侧，后编码器变为：
因此，从预编码器到后编码器的端到端信号转换变为如下
最后，所接收信号将利用
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