本发明涉及到一种适用于fbmc传输的并行数据处理方法及装置，属于无线通信领域。
背景技术：
为了更好地支撑5g的各种应用场景，新型多载波技术的研究需要关注多种需求。其中滤波器组多载波(filterbankmulticarrier，fbmc)技术，是基于子载波的滤波，它放弃了复数域的正交，换取了波形时域局域性上的设计自由度，这种自由度使fbmc可以更灵活地适配信道的变化。
目前，通过将fbmc结合偏置正交幅度调制得到的多频交错技术来实现多载波符号序列的调制，主要过程如下：首先将调制的fbmc符号序列分为实部和虚部，接着实部通过第一原型滤波器、虚部通过第二原型滤波器，使得虚部相对于实部偏移符号周期，以完成时域上的偏移调制，然后将各路符号序列进行频域搬移。
fpga作为专用集成电路领域的一种半定制电路，解决可定制电路的不足，而且克服了可编程期间门电路数太少的缺点。利用fpga中数据传输的特点，充分利用处理时钟，以及数据传输的流动性和时序性，将fbmc系统中较为复杂的重叠相加的波形混合模块和多路并行处理相结合，可避免频域扩展带来的效率损失和延时等待带来的速率下降。因此寻求高效的信号处理方案在fbmc硬件实现上是非常有必要的。
技术实现要素：
发明目的：针对现有的fbmc新波形技术复杂度高，频域扩展带来的有效速率下降的问题，本发明旨在提供一种适用于fbmc传输的并行数据处理方法及装置，既简化了fbmc系统的硬件实现，又获得了和ofdm一样的速率，同时频谱泄露更低。
技术方案：为达成上述目的，本发明所采用的技术方案如下：
一种适用于fbmc传输的并行数据处理方法，用于发送端发送数据处理，包括以下步骤：
(1)将输入的比特流进行qam调制后，进行k等分得到k路并行传输的星座图复数符号，其中，k为fbmc系统中设计的原型滤波器的重叠因子，与qam调制阶数m，输入数据的比特长度l和子载波个数n之间的关系为l＝kmn；
(2)采用轮流取实部、虚部的方式进行偏置正交幅度调制，每个子带上的复数符号生成两个子带上的oqam符号；其中同一子带内的相邻子载波上调制的是实部、虚部间隔的符号，相邻子带之间的相邻子载波上调制的符号均为复数的实部或虚部；
(3)将每个子带上的oqam符号在频域上使用频域扩展方式进行k倍的过采样，得到kn个符号；
(4)对kn长度的符号通过原型滤波器做kn点fir滤波；
(5)将滤波后的数据使用ifft变换从频域变换到时域数据；
(6)将时域数据通过重叠相加的方法实现波形混合，得到时域发送波形数据；其中发送波形数据x按照x[(i-1)*n/2+1:(i-1)*n/2+kn]＝x[(i-1)*n/2+1:(i-1)*n/2+kn]+sifft(i,:)进行组帧操作，i的取值范围是[1,2k]，n为子载波个数，sifft(i,:)为ifft操作之后每路的信号，长度为kn。
一种适用于fbmc传输的并行数据处理方法，用于接收端接收数据处理，包括以下步骤：
(1)将接收到的重叠相加波形混合的时域数据转换成对应的多路传输数据，其中对发送波形数据x按照sde_overlap(i,:)＝x[(i-1)*n/2+1:(i-1)*n/2+kn]进行解组帧操作，i的取值范围是[1,2k]，sde_overlap(i,:)波形分离操作之后每路的信号，长度为kn，k为fbmc系统中设计的原型滤波器的重叠因子，与qam调制阶数m，输入数据的比特长度l和子载波个数n之间的关系为l＝kmn；
(2)将波形分离后的时域信号使用fft变换从时域变换成频域数据；
(3)频域数据通过匹配原型滤波器进行kn点滤波，恢复出滤波前的数据；
(4)滤波后的数据采用逆采样方式抽取出n点数据，实现解频域扩展；
(5)将两个子带上数据的实部和虚部取出，并组成一个子带的复数符号完成解偏置正交幅度调制；
(6)将k路并行的星座图复数符号进行解qam调制恢复出原始发送数据。
一种适用于fbmc传输的并行数据处理方法，包括上述用于发送端的发送数据处理方法和用于接收端的接收数据处理方法。
一种适用于fbmc传输的并行数据处理发送装置，包括：
并行qam调制单元，用于将输入的比特流进行qam调制后，进行k等分得到k路并行传输的星座图复数符号，其中，k为fbmc系统中设计的原型滤波器的重叠因子，与qam调制阶数m，输入数据的比特长度l和子载波个数n之间的关系为l＝kmn；
偏置正交幅度调制单元，用于采用轮流取实部、虚部的方式进行偏置正交幅度调制，每个子带上的复数符号生成两个子带上的oqam符号；其中同一子带内的相邻子载波上调制的是实部、虚部间隔的符号，相邻子带之间的相邻子载波上调制的符号均为复数的实部或虚部；
频域扩展单元，用于将每个子带上的oqam符号在频域上使用频域扩展方式进行k倍的过采样，得到kn个符号；
fir滤波单元，用于对kn长度的符号通过原型滤波器做kn点fir滤波；
ifft单元，用于将滤波后的数据使用ifft变换从频域变换到时域数据；
以及，重叠相加单元，用于将时域数据通过重叠相加的方法实现波形混合，得到时域发送波形数据；其中发送波形数据x按照
x[(i-1)*n/2+1:(i-1)*n/2+kn]＝x[(i-1)*n/2+1:(i-1)*n/2+kn]+sifft(i,:)进行组帧操作，i的取值范围是[1,2k]，n为子载波个数，sifft(i,:)为ifft操作之后每路的信号，长度为kn。
一种适用于fbmc传输的并行数据处理接收装置，包括以下步骤：
波形分离单元，用于将接收到的重叠相加波形混合的时域数据转换成对应的多路传输数据，其中对发送波形数据x按照sde_overlap(i,:)＝x[(i-1)*n/2+1:(i-1)*n/2+kn]进行解组帧操作，i的取值范围是[1,2k]，sde_overlap(i,:)波形分离操作之后每路的信号，长度为kn，k为fbmc系统中设计的原型滤波器的重叠因子，与qam调制阶数m，输入数据的比特长度l和子载波个数n之间的关系为l＝kmn；
fft单元，用于将波形分离后的时域信号使用fft变换从时域变换成频域数据；
解fir滤波单元，用于将频域数据通过匹配原型滤波器进行kn点滤波，恢复出滤波前的数据；
解频域扩展单元，用于将滤波后的数据采用逆采样方式抽取出n点数据，实现解频域扩展；
解偏置正交幅度调制单元，用于将两个子带上数据的实部和虚部取出，并组成一个子带的复数符号完成解偏置正交幅度调制；
以及，解qam调制单元，用于将k路并行的星座图复数符号进行解qam调制恢复出原始发送数据。
一种适用于fbmc传输的并行数据处理装置，包括上述发送装置和接收装置。
有益效果：与现有技术相比，本发明在实际硬件系统实现中，每一路信号处理的速率为v，并行之后速率为kv，补偿了原型滤波器滤波时进行k倍扩展，每一路的有效速率降为1/k的损失，并通过2k路并行信号的重叠相加，保证串行传输的时域信号中，相邻子载波的时域信号互不干扰，且效率最高；并且由于使用了oqam技术和两倍采样速率，整个系统的效率可以与kv速率的ofdm一样。但是由于fbmc原型滤波器的设计，可以在频域上减少ofdm中使用的sinc形状的子载波较大的旁瓣，通过对传输带宽两侧的单子载波上置空便可以在频域实现与其他系统的共存，因此，可以实现有效频谱的完全利用。
附图说明
图1是本发明实施例的并行数据处理发送端示意图。
图2是本发明实施例的并行数据处理接收端示意图。
图3是本发明实施例的并行数据处理发送装置模块示意图。
图4是本发明实施例的并行数据处理接收装置模块示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施例和附图对本发明做进一步说明。
如图1所示，本发明实施例公开的一种适用于fbmc传输的并行数据处理方法，该方法用于发送端发送数据处理，主要包括以下步骤：
(1)并行qam调制：根据认知无线物理层(phydays)项目在fbmc系统中设计的原型滤波器的重叠因子k，将输入的比特数据通过k路并行方式进行m阶qam调制，再映射到子载波上传输，。设输入数据的比特长度为l，子载波个数为n，则各个变量满足以下的关系：l＝kmn。
l长度的比特数据经过m阶调制后，变成kn长度的复数符号，星座图复数符号分k路映射到n个子载波上，这样就可以实现k路并行数据传输。
将输入比特流b1b2...bl-1bl进过m阶调制后，得到s1s2...sl/m-1sl/m根据l＝kmn关系也可以表示为s1s2...skn-1skn，再按k等分转换成k路并行传输的星座图复数符号s。
其中，每路信号的速率为v，通过k路并行的方式，fpga中模块的处理时钟只是传输s1s2...skn-1skn所需时钟的1/k，而系统空口的速率达到kv。
(2)偏置正交幅度调制：采用轮流取实部、虚部的方式实现偏置正交幅度调制(oqam)，每个子带上每个符号，生成两个子带上的偏置正交幅度调制(oqam)符号，即每个复数符号拆分成实部和虚部分别传输，且虚部延迟半个符号周期传输，得到2k路的频域信号，其中，同一子带内的相邻子载波上调制的是实部、虚部间隔的符号，相邻子带之间的相邻子载波上调制的符号均为复数的实部或虚部。
将所述的第i路第j个子载波的星座图复数符号记为si,j，则得到的两个偏置正交幅度调制(oqam)符号可以表示为：
其中
将星座图复数符号s转换成偏置正交幅度调制(oqam)符号soqam，可表示为：
其中，fpga的模块时钟跟oqam之前的时钟一致，并行处理的每路信号长度并没有变化，但是由原来的k路并行变成2k路并行，总速率应该扩大成两倍，但是由于oqam技术，每个子载波上承载的信息只为1/2，所以这个操作并不会对速率产生影响。
(3)频域扩展：将每个子带上的oqam符号在频域上使用频域扩展方式进行滤波，即先将oqam符号进行k倍的过采样，得到kn个符号。oqam调制的信号在频域上与原型滤波器进行循环卷积。使用频域扩展方式，则经过频域扩展的符号相当于一个符号被调制到2k-1个子载波上，滤波操作可以看成原来第i个子载波上的符号di分别和原型滤波器的频率系数相乘，得到下标为(i-1)k+1,......,(i+1)k-1的2k-1个频域符号。
信号进行频域扩展滤波后，重叠因子k会在频域增加子载波的分辨率，其代价是增加采样数(等于kn)的处理，对soqam进行时域插值成skn，得到每个子带kn长度的时域数据。
(4)fir滤波：对kn长度的符号通过原型滤波器依次做kn点fir变为sfir。
(5)ifft变换：滤波后的数据依旧是频域上的数据，使用ifft的方式，将它从频域变换成时域的数据sifft。其中fir和ifft可以通过fpga中自带的xilinxip核进行处理，这样，系统的复杂度比传统的vhdl下降了很多。频域扩展带来的是模块处理时钟的增加，时钟变为频域扩展之前的k倍，但是每路传输的有效速率依旧是v，所以系统总的有效速率还是kv。
(6)波形混合：将2k路并行的长度为kn的数据重叠相加，即时域波形混合，得到时域发送波形数据x，波形混合的过程根据频域扩频fbmc的特性，不是传统的并转串传输。不是传统的并转串传输，因为这样总速率会在并转串的时候变成并行时的1/k。本发明中将各路数据重叠相加，重叠的长度设计需要保证子载波之间没有载波干扰(ici)，各符号之间没有符号间干扰(isi)。
为了接收端能够正常解调出调制在各个子载波上的数据，原型滤波器必须满足一定的准则，在时域中符号间有严重的重叠，为了防止产生isi，研究滤波器组之间关系的模糊函数：
当τ＝nt，υ＝0，ap(τ,υ)可以描述子载波上的符号干扰(isi)；当τ＝0，
其中，t为多载波符号周期，
在fbmc中使用oqam技术消除ici，这时为了信号速率和ofdm一致，以双倍的速率发送fbmc符号进行补偿，即周期为半个符号周期，原型滤波器的长度为kn，可以得到模糊函数的离散形式：
其中t为符号周期，t/2为半个符号周期。
设相邻两路数据重叠相加的步进为n/2，以坐标为(i＝0,k＝0)的re(resourceelements)作为参考点，在干扰项为实数的re上调制虚数，在干扰项为虚数的re上调制实数。发射端波形x的组帧操作可以表示为以下形式：
x[(i-1)*n/2+1:(i-1)*n/2+kn]＝x[(i-1)*n/2+1:(i-1)*n/2+kn]+sifft(i,:)
其中，i的取值范围是[1,2k]，x是长度为
当符号数(n→∞)的时候，x的长度可以约等于kn*n，相当于每路信号的长度，即数据重叠相加的波形混合操作，没有把总速率降为1/k，这样就可以实现空口速率是传统的fbmc系统速率的k倍。这一方法在fbmc更长符号数时优势会更明显。
如图2所示，本发明实施例公开的一种适用于fbmc传输的并行数据处理方法，该方法用于接收端接收数据处理，是上述发送端数据处理的逆过程，主要包括以下步骤：
(1)波形分离：波形分离是根据频域扩频fbmc波形混合的特点，进行的逆操作。因为发射端在重叠相加波形混合时，重叠长度的设计保证了子载波之间没有载波干扰(ici)，各符号之间没有符号间干扰(isi)，所以相应的逆操作可以得到各路无干扰的接收数据。
设相邻两路波形分离的步进为n/2，发射端波形x的解组帧操作可以表示为以下形式：
sde_overlap(i,:)＝x[(i-1)*n/2+1:(i-1)*n/2+kn]
其中，i的取值范围是[1,2k]，x是长度为
(2)fft变换：将波形分离后的时域信号使用fft方式，sde_overlap通过时频变换变成频域数据sfft。
(3)接fir滤波：频域数据通过匹配原型滤波器进行kn点滤波，恢复出滤波前的数据。sfft在频域上通过与原型滤波器相匹配的匹配滤波器得到sm_fir。
(4)解频域扩展：滤波后的数据采用逆采样方式抽取出n点数据，实现解频域扩展。通过抽样的方式进行逆过采样操作，每k个数据取1个数据为有效数据，得到接收端的oqam符号sm_oqam。
(5)解偏置正交幅度调制：将解滤波之后的数据进行解oqam处理，即将两个子带上相同子载波上的数据的实部组合成一个复数符号。现在相邻两路分别传输的是复数符号的实部和虚部，但是并不是第一路是实部，第二路是虚部，而是轮流分配的，所以按照一定的规律将实部和虚部组合成完整的复数符号sm_qam。
(6)解qam：将解oqam处理的复数符号通过解qam处理，恢复成原始传输的数据。
本发明另一实施例公开的一种适用于fbmc传输的并行数据处理方法，包括上述的发送端数据处理方法和接收端数据处理方法，具体细节参考前述对应过程，此处不再赘述。
较佳地，下面结合具体的硬件实现环境和通信系统，对发明的并行数据处理方法进行进一步地解释说明。本实施例中的并行数据处理方法是在usrprio上完成，基于fbmc技术的新型多载波调制系统，系统的采样速率为80ms/s。系统采用qam调制方式，系统有效速率达到100mb/s，一种适用于fbmc传输的并行数据处理方法，包括以下步骤：
1)根据认知无线物理层(phydays)项目在fbmc系统中设计的原型滤波器的重叠因子k(k＝4)，将输入的比特数据通过4路并行方式进行m(m＝2)阶qam调制，再映射到64子载波上传输。具体方式如下：
(1)输入数据以u8的形式传入fpga，可以分4路做qam调制。设一共有l个u8输入，每路有64个子载波，则l必须是64的整数倍，则系统传输的符号数为l/16：
将输入信号u81u82...u8l-1u8l进过qpsk调制，按4路并行传输的星座图复数符号s：
(2)其中，s1,is2,is3,is4,i是u8i做qpsk调制得到的，每路信号的速率为20ms/s，通过4路并行的方式传输，fpga中模块的处理时钟是20mhz，而模块的传输速率达到80ms/s。
2)采用轮流取实部、虚部的方式实现偏置正交幅度调制(oqam)，具体方式如下：
(1)每个子带上每个符号，生成两个子带上的偏置正交幅度调制(oqam)符号，即每个复数符号拆分成实部和虚部分别传输，且虚部延迟半个符号周期传输，得到8路的频域信号，其中，同一子带内的相邻子载波上调制的是实部、虚部间隔的符号，相邻子带之间的相邻子载波上调制的符号均为复数的实部或虚部。
(2)将所述的第i路第j个子载波的星座图复数符号记为si,j，则得到的两个偏置正交幅度调制(oqam)符号可以表示为：
其中
将星座图复数符号s转换成偏置正交幅度调制(oqam)符号soqam，可表示为：
(3)其中，fpga的模块时钟跟oqam之前的时钟一致，并行处理的每路信号长度并没有变化，但是由原来的4路并行变成8路并行，模块速率扩大成两倍，但是由于oqam技术，每个子载波上承载的信息只为1/2，所以这个操作并不会对模块速率产生影响。
3)将每个子带上的oqam符号在频域上进行滤波，使用频域扩展方式进行滤波，具体方式如下：
(1)oqam调制的信号在频域上与原型滤波器进行循环卷积。使用频域扩展方式，则经过频域扩展的符号相当于一个符号被调制到7个子载波上，滤波操作可以看成原来第i个子载波上的符号di分别和原型滤波器的频率系数相乘，得到下标为(i-1)*4+1,......,(i+1)*4-1的7个频域符号，传递给ifft模块处理。
信号进行频域扩展滤波后，重叠因子k＝4会在频域增加子载波的分辨率，其代价是增加采样数(等于kn＝256)的处理，对soqam进行时域插值成skn，得到每个子带256长度的时域数据，并依次做256点fir变为sfir和ifft变换成时域的数据sifft。
(2)其中fir和ifft模块可以通过fpga中自带的xilinxip核进行处理，这样，系统的复杂度比传统的vhdl下降了很多。频域扩展带来的是模块处理时钟的增加，时钟变为频域扩展之前的4倍，但是每路传输的有效速率依旧是20ms/s，所以系统总的有效速率还是80ms/s。
4)将8路并行的长度为256的时域波形进行混合，得到时域发送波形数据x，具体方式如下：
(1)波形混合的过程根据频域扩频fbmc的特性，不是传统的并转串传输，因为这样总速率会在并转串的时候变成并行时的1/4。本文中将各路时域波形混合相加，波形混合时，重叠的长度设计需要保证子载波之间没有载波干扰(ici)，各符号之间没有符号间干扰(isi)。
为了接收端能够正常解调出调制在各个子载波上的数据，原型滤波器必须满足一定的准则，在时域中符号间有严重的重叠，为了防止产生isi，研究滤波器组之间关系的模糊函数：
当τ＝nt，υ＝0，ap(τ,υ)可以描述子载波上的符号干扰(isi)；当τ＝0，
其中，t为多载波符号周期，
在fbmc中使用oqam技术消除ici，这时为了信号速率和ofdm一致，以双倍的速率发送fbmc符号进行补偿，即周期为半个符号周期，原型滤波器的长度为256，可以得到模糊函数的离散形式：
其中t为符号周期，t/2为半个符号周期。
(2)设相邻两路波形混合相加的步进为n/2＝32，以坐标为(i＝0,k＝0)的re(resourceelements)作为参考点，在干扰项为实数的re上调制虚数，在干扰项为虚数的re上调制实数。这样相邻符号间的干扰都是虚部的干扰，可以在接收端通过取实部操作，去除干扰。
相邻两路波形混合相加的步进为32，发射端波形x的组帧操作可以表示为以下形式：
x[(i-1)*32+1:(i-1)*32+256]＝x[(i-1)*32+1:(i-1)*32+256]+sifft(i,:)
其中，i的取值范围是[1,8]，x是长度为256+(8-1)*32＝480的数组，初始值为0，sifft(i,:)ifft操作之后每路的信号，长度为256。
当符号数(n→∞)的时候，x的长度可以约等于256n，相当于每路信号的长度，即波形混合操作，没有把总速率降为1/4，这样就可以实现空口速率80ms/s，是传统的fbmc系统速率的4倍。这一方法在fbmc更长符号数时优势会更明显。
5)接收端将时域接收波形数据x，通过波形分离处理，得到8路并行长度为256的时域波形，具体方式如下：
(1)波形分离是根据频域扩频fbmc波形混合的特点，进行的逆操作。因为发射端在重叠相加波形混合时，重叠长度的设计保证了子载波之间没有载波干扰(ici)，各符号之间没有符号间干扰(isi)，所以相应的逆操作可以得到各路无干扰的接收数据。
(2)相邻两路波形分离的步进为32，发射端波形x的解组帧操作可以表示为以下形式：
sde_overlap(i,:)＝x[(i-1)*32+1:(i-1)*32+256]
其中，i的取值范围是[1,8]，x是长度为256+(8-1)*32＝480的数组，sde_overlap(i,:)是波形分离操作之后每路的信号，长度为256。这样依旧是多路并行处理，并且数据量没有变少，系统速率不变。
6)将8路并行数据进行时频转换，在频域上使用匹配滤波器恢复出滤波前的数据，并进行解频域扩展操作，具体方式如下：
(1)sde_overlap通过时频变换变成频域数据sfft，在频域上通过与原型滤波器相匹配的匹配滤波器得到sm_fir。
(2)通过抽样的方式进行逆过采样操作，每4个数据取1个数据为有效数据，得到接收端的oqam符号sm_oqam。
7)现在相邻两路分别传输的是复数符号的实部和虚部，但是并不是第一路是实部，第二路是虚部，而是轮流分配的，所以按照一定的规律将实部和虚部组合成完整的复数符号sm_qam。
并通过解qam调制恢复出原来的数据。
如图3所示，本发明实施例公开的一种适用于fbmc传输的并行数据处理发送装置，包括：并行qam调制单元，用于将输入的比特流进行qam调制后，进行k等分得到k路并行传输的星座图复数符号；偏置正交幅度调制单元，用于采用轮流取实部、虚部的方式进行偏置正交幅度调制，每个子带上的复数符号生成两个子带上的oqam符号；频域扩展单元，用于将每个子带上的oqam符号在频域上使用频域扩展方式进行k倍的过采样，得到kn个符号；fir滤波单元，用于对kn长度的符号通过原型滤波器做kn点fir滤波；ifft单元，用于将滤波后的数据使用ifft变换从频域变换到时域数据；以及重叠相加单元，用于将时域数据通过重叠相加的方法实现波形混合，得到时域发送波形数据。
如图4所示，本发明实施例公开的一种适用于fbmc传输的并行数据处理接收装置，包括：波形分离单元，用于将接收到的重叠相加波形混合的时域数据转换成对应的多路传输数据；fft单元，用于将波形分离后的时域信号使用fft变换从时域变换成频域数据；解fir滤波单元，用于将频域数据通过匹配原型滤波器进行kn点滤波，恢复出滤波前的数据；解频域扩展单元，用于将滤波后的数据采用逆采样方式抽取出n点数据，实现解频域扩展；解偏置正交幅度调制单元，用于将两个子带上数据的实部和虚部取出，并组成一个子带的复数符号完成解偏置正交幅度调制；以及解qam调制单元，用于将k路并行的星座图复数符号进行解qam调制恢复出原始发送数据。
本发明实施例公开的一种适用于fbmc传输的并行数据处理装置，包括：并行qam调制单元，用于将输入的比特流进行qam调制后，进行k等分得到k路并行传输的星座图复数符号；偏置正交幅度调制单元，用于采用轮流取实部、虚部的方式进行偏置正交幅度调制，每个子带上的复数符号生成两个子带上的oqam符号；频域扩展单元，用于将每个子带上的oqam符号在频域上使用频域扩展方式进行k倍的过采样，得到kn个符号；fir滤波单元，用于对kn长度的符号通过原型滤波器做kn点fir滤波；ifft单元，用于将滤波后的数据使用ifft变换从频域变换到时域数据；重叠相加单元，用于将时域数据通过重叠相加的方法实现波形混合，得到时域发送波形数据；波形分离单元，用于将接收到的重叠相加波形混合的时域数据转换成对应的多路传输数据；fft单元，用于将波形分离后的时域信号使用fft变换从时域变换成频域数据；解fir滤波单元，用于将频域数据通过匹配原型滤波器进行kn点滤波，恢复出滤波前的数据；解频域扩展单元，用于将滤波后的数据采用逆采样方式抽取出n点数据，实现解频域扩展；解偏置正交幅度调制单元，用于将两个子带上数据的实部和虚部取出，并组成一个子带的复数符号完成解偏置正交幅度调制；以及解qam调制单元，用于将k路并行的星座图复数符号进行解qam调制恢复出原始发送数据
上述各装置实施例可以用于执行上述相应的方法实施例，其技术原理、所解决的技术问题及产生的技术效果相似，具体工作过程及有关说明，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
综上所述，本发明提出的并行数据处理方法与fbmc特有的波形混合发射机制相结合，避免了频域扩展带来的效率损失，有效地优化了fbmc的发送接收流程，而且在相同采样速率条件下，能达到k(原型滤波器重叠因子)倍有效传输速率。可以匹配不同的qam调制阶数和不同的原型滤波器，在实际系统工程中可以运用。