用于多通道扩频测距的干扰相消扩频接收机的制作方法

本发明属于无线通信与测距技术领域，具体涉及一种用于多通道扩频测距的干扰相消扩频接收机。

背景技术

航天器的扩频测控系统不仅具有点对点的测距模式，还具有点对多点的测距模式，后者支持多个地面测控站同时对同一航天器的测距。一方面，点对多点的模式可以提升航天器的定轨精度；而另一方面，由于各通道的扩频码并非完全正交；因此，各个通道之间会互相形成多址干扰，从而导致测距精度降低。针对扩频系统的多址干扰问题，业界提出了多用户检测方案，它可以分为线性检测器和非线性检测器两类。

线性多用户检测器不改变接收机结构，用矩阵对传统接收机匹配滤波器的输出进行线性变换，从而降低各个通道之间的相关性，以利于接收机对信息码元的判决。这种检测器需要知道各通道扩频码的互相关逆矩阵，但是矩阵求逆的运算量和运算复杂度非常大，在航天领域应用时，常常受制于片上系统的计算资源。

非线性多用户检测器主要包括串行干扰消除和并行干扰消除检测器，它们都是利用干扰消除的思想，从而不再需要计算互相关逆矩阵，相比线性检测器更加容易实现。串行和并行干扰消除检测器都需要级联多个接收机，首先，第一级接收机对原始信号(包含干扰)进行第一次解调，在获得了各个通道的解调信息后，重建通道的输入信号；然后，延迟原始输入信号，并将其中的干扰部分用重建信号消除；接着，把消除过干扰的延迟信号送入第二级接收机，那么第二级接收机所解调的输入信号中的大部分干扰分量被消除，从而有利于对信号的准确恢复。串行干扰消除检测器需要对输入信号的功率进行从强到弱排序，第一级恢复和消除功率最强通道的干扰，然后不断的迭代，直到所有通道的干扰被一级接一级的消除，这样可以尽可能的减少前级误判对后级产生的不利影响。并行干扰消除检测器则不区分信号功率大小，同时恢复和消除各自通道的干扰分量，因此并行检测器一般只需要两级或三级接收机级联。虽然并行干扰消除检测器效率更高，但是，其前级误判而影响后级的问题会比较严重。

上述两类方法有各自的缺陷，首先线性检测器的运算量过大，其次它只关注码元判决的正确性，而不考虑伪码相位的跟踪精度，因此线性检测器无法提升扩频测距应答机的测距性能。串行、并行干扰消除检测器都需要多个接收机级联，这不仅浪费了片上逻辑资源，而且还增加了信息码元的解调延迟，而这种解调延迟会影响测距系统的实时性。此外，并行干扰消除检测器容易受到前级误判的影响，而串行干扰消除检各通道的延迟还会随着信号功率的变化而变化，因此它们也无法应用于多通道扩频测距应答机。

技术实现要素：

鉴于上述，本发明提供了一种用于多通道扩频测距的干扰相消扩频接收机，可以在保证码元解调实时性的同时，在一个接收机内实现伪码测距的干扰相消，节省了片上逻辑资源的消耗，特别适合多通道小型化扩频应答机使用。

一种用于多通道扩频测距的干扰相消扩频接收机，包括各从星在主星中对应的接收通道，所述接收通道包含正交混频器、伪码环、载波环、干扰相消模块、干扰重建模块、延迟模块以及解扩模块；其中：正交混频器的输出端通过低通滤波器与延迟模块的输入端以及解扩模块的一输入端相连，解扩模块的输出端与本通道载波环的输入端相连，延迟模块的输出端与干扰相消模块的一输入端相连，干扰重建模块的输入端与所有通道载波环的输出端以及其他通道伪码环的输出端相连，解扩模块的另一输入端与本通道伪码环的输出端相连，干扰相消模块的另一输入端与干扰重建模块的输出端相连，干扰相消模块的输出端与本通道伪码环的输入端相连。

进一步地，主星接收机将接收到的扩频信号输送给各接收通道的正交混频器，基于扩频信号正交混频器通过混频产生基频信号并将其分为两路，一路基频信号经过延迟模块延迟一定时长tpn后再经过干扰相消模块后输入本通道伪码环，另一路基频信号则经过解扩模块后送入本通道载波环。

进一步地，对于任意两个接收通道l1和l2，接收通道l1中的载波环用于恢复出对应从星扩频信号的载波相位θ1＝ω1t+φ1，并在从星伪码序列结束时刻获得对应从星上一个码元符号及其信号幅度接收通道l2中的载波环用于恢复出对应从星扩频信号的载波相位θ2＝ω2t+φ2，并在从星伪码序列结束时刻获得对应从星上一个码元符号及其信号幅度其中，ω1和φ1分别为接收通道l1对应从星扩频信号的角频率和初相，ω2和φ2分别为接收通道l2对应从星扩频信号的角频率和初相，t表示时刻。

进一步地，接收通道l1中的干扰重建模块将载波相位θ1和θ2延迟一定时长tpn后与和重建出接收通道l2对于接收通道l1的基频干扰信号接收通道l2中的干扰重建模块将载波相位θ1和θ2延迟一定时长tpn后与和重建出接收通道l1对于接收通道l2的基频干扰信号

进一步地，接收通道l1中干扰相消模块将延迟tpn的基频信号减去基频干扰信号s21后送入本通道伪码环；接收通道l2中干扰相消模块将延迟tpn的基频信号减去基频干扰信号s12后送入本通道伪码环。

进一步地，所述一定时长tpn的表达式如下：

其中：fdopp为延迟模块所在接收通道对应从星与主星之间的载波多普勒频率，fc为载波频率，fcp为伪码速率，n为伪码序列长度。

进一步地，所述干扰相消扩频接收机可在fpga、dsp等数字处理器中实现。

本发明干扰相消扩频接收机的伪码环输入信号比载波环输入信号增加了一个时长为伪码序列周期tpn的延迟，并用通道2重建的干扰信号去消除通道1伪码环输入信号中通道2的干扰分量，反之亦然。本发明接收机中伪码环的输入信号有tpn延迟，而载波环的输入信号没有延迟，由于伪码序列周期是tpn，因此虽然伪码环跟踪的是t-tpn时刻的伪码相位，但是它可以对载波环t时刻的信号解扩。两个通道利用信息码元、信号幅度以及延迟tpn的载波相位信息，重建各自通道的基频干扰；两个通道同时在输入伪码环(延迟tpn)的信号中并行地消除对方的干扰分量；上述方案也适用于多个测量通道的干扰消除，但上述方案具有一个使用前提：伪码序列周期与信息码元必须相干，即信息码元的跳变时刻就是伪码序列的开始时刻。

与线性、非线性检测器都有着明显的不同，本发明接收机的原理类似于干扰消除检测器，因此不需要计算互相关逆矩阵，从而减轻了片上计算资源的负担。其次，本发明不需要级联多个接收机，通过对接收机结构的创新设计，使得伪码环的输入信号中的干扰被消除，从而提升了测距精度，与此同时，载波环的输入信号不存在延迟，从而避免了信息码元解调延迟问题。因此，本发明可以在保证码元解调实时性的同时，在一个接收机内实现伪码测距的干扰相消，节省了片上逻辑资源的消耗，特别适合多通道小型化扩频应答机使用。以上两个特点保证了本发明系统不仅具有对片上计算和逻辑资源消耗小的优点，而且能兼容原有测距系统和测距算法，实现多通道测距性能的提升。

附图说明

图1为本发明基于双通道干扰消除扩频接收机的结构示意图。

图2为信息码元与伪码相干示意图。

图3(a)为输入信干比sir＝0db下sid处原始输入信号的波形示意图。

图3(b)为输入信干比sir＝0db下sid处干扰消除信号的波形示意图。

图3(c)为输入信干比sir＝0db下sid处本地伪码信号的波形示意图。

图3(d)为输入信干比sir＝-6db下sid处原始输入信号的波形示意图。

图3(e)为输入信干比sir＝-6db下sid处干扰消除信号的波形示意图。

图3(f)为输入信干比sir＝-6db下sid处本地伪码信号的波形示意图。

图4为伪码环环路滤波器输出的动态过程仿真结果示意图。

图5为伪码环环路滤波器输出的稳定跟踪仿真结果示意图。

图6为输入信干比sir＝0db下的测距实验结果示意图。

图7为输入信干比sir＝-9db下的测距实验结果示意图。

图8为干扰相消与无干扰相消情况下的测距性能对比示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1所示，本发明用于多通道扩频测距应答机的干扰相消系统可以在fpga、dsp等数字器件上实现，包括正交混频器、滤波器、延迟模块、功率测量模块、干扰重建模块、干扰相消模块、载波环、伪码环、解扩模块和解帧模块。载波环和伪码环分别跟踪载波相位和伪码相位，由于基于伪码的测距系统用伪码的相位差反推距离，因此测距精度仅与伪码环相关，而伪码环的伪码相位跟踪精度与输入伪码环信号的信干比相关，因此本发明通过消除输入伪码环信号中的干扰分量，来提升多通道时的测距精度，具体信号处理流程如下：

(1)接收机把正交混频后的基频信号为分两路：一路信号先经过tpn的延迟，再经过干扰相消模块后输入伪码环；另一路信号不延迟，先经过解扩模块，再送入载波环。

(2)通道1的载波环可以恢复出通道1的载波相位ω1t+φ1，并在伪码序列结束时刻，获得通道1的上一个码元符号及其信号幅度

(3)通道2的载波环也可以恢复出通道2的载波相位ω2t+φ2，并在伪码序列结束时刻，获得通道2的上一个码元符号及其信号幅度

(4)将通道1、2的载波相位延迟tpn后，与重建通道1的基频干扰信号；同时与重建通道2的基频干扰信号。

(5)在干扰相消模块中，用通道2重建的基频干扰信号，去消除通道1伪码环输入基频信号中的通道2干扰分量，反之亦然，该方法也适用于多个测量通道的干扰消除。

在步骤(1)中的接收机结构具有特殊性，主要体现为：伪码环的输入信号有tpn延迟，而载波环的输入信号没有延迟；由于伪码具有周期性，且tpn为伪码序列的长度，所以有：

c.(t)＝c.(t-tpn)(1)

式中：c.(t)为通道1或通道2的t时刻伪码符号。

通道1正交混频后，输入伪码环的信号形式为：

式中：i1d、q1d代表通道1正交混频后再延迟tpn的信号形式，且加号前为有用信号项，后半部分为干扰项。

输入载波环的信号形式为：

式中：i1、q1代表通道1正交混频后的i/q路信号形式，θe为载波相位跟踪误差，分别表示通道1和通道2的当前码元符号及其信号幅度。

解扩后的信号形式为：

式中：c′1(t-tpn)为通道1伪码环本地伪码相位，将式(1)代入式(4)可得：

因此，伪码环虽然跟踪的是t-tpn时刻的伪码相位，但是它可以对载波环t时刻的信号解扩。

在步骤(1)中tpn延迟大小需要通过载波多普勒估算，估算方法为：

式中：fdopp为载波多普勒频率，fc是载波频率，fcp为伪码码片速率，n代表伪码序列长度。

在步骤(4)中，两个通道利用信息码元、信号幅度以及延迟tpn的载波相位信息，重建各自通道的基频干扰。其中，通道1的i/q两路基频干扰信号的重建法为：

式中：ij1、qj1分别表示通道1的i/q两路基频干扰重建信号，tpn为延迟时间；将式(1)代入式(7)可得：

通过观察可知，式(8)经过变形后就是式(2)中的干扰项，因此在步骤(5)中，可以通过做差将干扰消除，参考图1中虚线框部分。同理，通道2和通道1对称，那么也可以用相同的方法，并行地建立和消除通道1的干扰。此外，多个通道亦可使用步骤(1)到步骤(5)的方法，实现多个通道的干扰的互相消除。

如图2所示，本发明发射机信息码元和伪码必须为相干的调制方式，即信息码元的跳变时刻就是伪码序列的开始时刻。

sid处的信号时域波形仿真结果如图3(a)～图3(f)所示，图3(a)～图3(c)和图3(d)～图3(f)分别是输入信干比sir＝0db和sir＝-6db时的仿真结果。图3(a)和图3(d)为没有经过干扰消除的时域波形图，其中夹杂着两个通道的伪码波形和加性噪声；图3(b)和图3(e)为干扰消除后的时域波形图，其中干扰通道的伪码波形已经被基本去除，只剩下该通道的伪码波形；图3(c)和图3(f)为该通道的本地伪码波形，将图3(b)与图3(c)、图3(e)和与图3(f)相比，两列经过干扰消除后的波形已经十分接近理想伪码波形，即该通道的信号已经从干扰中分离出来，并实现干扰消除。

图4为伪码环环路滤波器输出的仿真结果，其中，rx1表示使用了干扰相消方法，rx2表示未使用干扰相消方法，rx3是无干扰对比组。在刚开始的一段时间内，由于环路正处于锁定过程，因此环路滤波器的输出有较大的调整过程，而在0.02秒以后，环路进入稳定状态，我们可以从图5中更加清晰地对比稳定状态时，rx1，rx2，rx3的环路跟踪稳定性。从图5中可知，rx3的抖动范围最小，rx1抖动稍大，而rx3的抖动最大。

图6和图7分别给出了输入信干比sir＝0db和sir＝-9db时的测距实验结果，为了方便对比，我们可以通过指令选择是否使用本发明的方法。从图6和图7中可以清晰的看到，一旦选择使用本发明的方法后，测距精度有本质的提高。此外图8还给出了在不同输入载噪比条件下，使用和不使用本发明的测距精度对比图，结果显示，无论在什么条件下，测距精度都能得到提升，并且在输入信干比较小时的测距性能提升更加明显。通过上述仿真和实验，我们可以看出本发明方法是可行的，并且测距精度在低信干比条件下的提升尤为明显。

上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。