一种数据接收方法及接收装置与流程

本发明涉及光通信技术领域，特别涉及应用于光ftn-pam4系统的一种数据接收方法及接收装置。

背景技术：

近年，随着数据中心的快速发展，短距光互联系统的传输速率达到400gbit/s，预计2020年达到1tbit/s。为了在有限带宽内传输更高速率的数据，多阶调制在研究和商用领域被广泛研究。4阶脉冲幅度调制(pam4)已经被ieeep802.3bs采纳为200g和400g短距光互联标准。4*50-gbit/s和8*50-gbit/s光pam4系统分别为短距光互联系统200-g和400-g接口的选项。短距光互联通常需要采用低成本、低功耗系统。因此，50-gbit/s光pam4系统倾向于采用10-g器件。但是由于10-g器件的带宽限制，接收端需要采用数字信号处理(dsp)算法补偿接收信号的高频损伤。同时，我们需要控制数字信号处理算法的复杂度降低系统功耗。

高频谱效率的超奈奎斯特pam4(ftn-pam4)系统被用于带宽受限系统以传输更大容量信号。但是，ftn-pam4系统需要采用复杂的dsp算法补偿由带宽受限引起的严重的符号间干扰。如众所周知的前馈均衡器就是一种常用的补偿符号间干扰的算法。但是前馈均衡器在补偿符号间干扰的同时会增强带内噪声。基于前馈均衡器、后滤波器和最大似然序列检测的联合算法则可以同时处理符号间干扰和增强的带内噪声。但该算法中，为了有效地补偿载波间干扰和抑制定时误差，需要采用半符号间隔和大量抽头数的前馈均衡器，因此该联合算法具有很高的复杂度，限制了ftn-pam4系统在短距光互联系统的应用。

频域均衡器也是本领域常用的一种dsp算法，其优点是算法复杂度远远低于上述联合算法中前馈均衡器算法。传统频域均衡器可以使用估计的信道矩阵hchannel对信道损伤进行补偿，但传统频域均衡器同样会增强带内噪声。当前还没有任何同时解决符号间干扰和增强的带内噪声问题的基于频域均衡的联合算法出现。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是提供一种数据接收方法及接收装置，用以解决现有ftn-pam4信号接收方法和接收装置要么算法复杂度高要么性能不好的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供一种数据接收方法，所述方法包括以下步骤：

1)对接收的光ftn-pam4信号进行直接检测，将所述光ftn-pam4信号转换为模拟电信号；

2)将所述模拟电信号转换为数字ftn-pam4信号；

3)将所述数字ftn-pam4信号进行符号间干扰消除输出数字pam4信号；

4)对所述数字pam4信号进行解码，得到比特序列形式的接收数据。

其特征在于，

步骤3)所述将数字ftn-pam4信号进行符号间干扰消除输出数字pam4信号的过程具体包括：

3-1)对所述数字ftn-pam4信号进行改进的频域均衡器处理；

3-2)对均衡后的信号进行最大似然序列检测输出数字pam4信号；

步骤3-1)对所述数字ftn-pam4信号进行改进的频域均衡器处理，采用传统频域均衡器和频域后滤波器，并将两者进行结合，过程具体包括：

3-11)对所述数字ftn-pam4信号进行快速傅里叶变换，变换为频域信号；

3-12)对快速傅里叶变换后的频域信号进行频域均衡；频域均衡使用的传递矩阵h＝hchannel/hpostfilter，hchannel为估计的频率信道矩阵，hpostfilter为频域后滤波器的频域传递矩阵；

3-13)对频域均衡后的信号进行快速傅里叶逆变换，恢复出均衡后的时域pam4信号。

本发明主要特点在于步骤3)采用了基于改进的频域均衡器和最大似然序列检测的联合算法来进行符号间干扰消除。传统频域均衡器可以使用估计的频率信道矩阵hchannel对信道损伤进行补偿，但传统频域均衡器会增强带内噪声，本发明为了降低增强的带内噪声，首先改变了在时域进行后滤波的传统做法，采用频域传递矩阵为hpostfilter的频域后滤波，然后通过将传统频域均衡器和上述频域后滤波器结合，对数字ftn-pam4信号进行传递矩阵为h＝hchannel/hpostfilter的改进的频域均衡，简化了频域均衡器的结构。

经试验证明，本发明改进的频域均衡器能实现背景技术中联合算法前馈均衡器和后滤波同样的功能，同样在进行改进的频域均衡时，不可避免的引入有已知符号间干扰，但该干扰可以轻易的通过最大似然序列检测消除，因此，本发明基于改进的频域均衡器和最大似然序列检测联合算法能达到与前馈均衡器、后滤波器和最大似然检测联合算法类似的良好性能，但是，由于本发明的频域均衡器的复杂度远远低于前馈均衡器和后滤波器的算法复杂度，因此，本发明基于改进的频域均衡器和最大似然序列检测联合算法的复杂度相比之下又大大降低。

进一步，步骤2)所述将模拟电信号转换为数字ftn-pam4信号的过程具体包括：

2-1)将所述模拟电信号进行模数转换，生成数字信号；

2-2)对所述数字信号进行串并转换，生成并行数字信号；

2-3)去除所述并行数字信号的前缀和后缀输出数字ftn-pam4信号。

进一步，步骤4)对消除符号间干扰后的所述数字pam4信号进行解码得到比特序列形式的接收数据的过程具体包括：

4-1)对所述数字pam4信号进行解码；

4-2)对解码后的数据进行并串转换，生成比特序列形式的接收数据。

进一步，步骤3-2)对均衡后的信号进行最大似然序列检测，采用viterbi算法。

本发明还提供一种数据接收装置，所述装置包括：

直接检测单元，用于对接收的光ftn-pam4信号进行直接检测，将所述光ftn-pam4信号转换为模拟电信号；

ftn-pam4信号转换单元，用于将所述模拟电信号转换为数字ftn-pam4信号；

符号间干扰消除单元，用于将所述数字ftn-pam4信号进行符号间干扰消除输出数字pam4信号；

解码单元，用于对符号间干扰消除后的所述数字pam4信号进行解码，得到比特序列形式的接收数据；

其特征在于，

所述符号间干扰消除单元包括：

频域均衡子单元，用于对所述数字ftn-pam4信号进行改进的频域均衡，以消除由光ftn-pam4系统引入的符号间干扰，降低增强的带内噪声，同时也会引入已知的符号间干扰；

最大似然序列检测子单元，用于对均衡后的信号进行最大似然序列检测输出数字pam4信号，以消除引入的已知的符号间干扰恢复出数字pam4信号；

所述频域均衡子单元包括：

快速傅里叶变换模块，用于对所述数字ftn-pam4信号进行快速傅里叶变换，变换为频域信号；

频域均衡模块，用于对快速傅里叶变换后的频域信号进行频域均衡；频域均衡使用的传递矩阵h＝hchannel/hpostfilter，hchannel为估计的频率信道矩阵，hpostfilter为频域后滤波器的频域传递矩阵；

快速傅里叶逆变换模块，用于对频域均衡后的信号进行快速傅里叶逆变换，恢复出均衡后的时域pam4信号。

进一步，所述ftn-pam4信号转换单元包括：

模数转换子单元，用于将所述模拟电信号进行模数转换，生成数字信号；

串并转换子单元，用于对所述数字信号进行串并转换，生成并行数字信号；

前缀和后缀去除子单元，用于去除所述并行数字信号的前缀和后缀输出数字ftn-pam4信号。

进一步，所述解码单元包括：

pam4解码子单元，用于对所述数字pam4信号进行解码；

并串转换子单元，用于对解码后的数据进行并串转换，生成比特序列形式的接收数据。

进一步，所述最大似然序列检测子单元，采用viterbi算法对均衡后的信号进行最大似然序列检测。

相比于现有技术，本发明具有如下有益效果：

本发明提出基于改进的频域均衡器和最大似然序列检测联合算法的数据接收方法及接收装置，而该联合算法可同时处理ftn-pam4系统的符号间干扰和增强的带内噪声，达到基于前馈均衡器、后滤波器和最大似然检测联合算法类似甚至更为优越的性能，但由于采用的频域均衡器算法复杂度远远低于前馈均衡器和后滤波器的算法的复杂度，因此本发明数据接收方法及接收装置又可大大降低算法的复杂度；总之，本发明数据接收方法及接收装置，相比于基于前馈均衡器、后滤波器和最大似然检测联合算法，能大大降低算法的复杂度，相比于传统频域均衡器算法，又可大大提升算法的性能，综合而言，本发明数据接收方法和装置在获得良好的性能的同时能保持较低的运算复杂度。

附图说明

图1是本发明实施例一的一种数据接收装置的结构图；

图2是本发明实施例二的一种数据接收方法的流程图；

图3中(a)是基于前馈均衡器、后滤波器和最大似然序列检测联合算法的结构图；

图3中(b)是本发明基于改进的频域均衡器和最大似然序列检测联合算法的结构图；

图4中(a)是光ftn-pam4系统接收的ftn-pam4信号的眼图(未经dsp算法处理)；

图4中(b)是经传统频域均衡器输出的ftn-pam4信号的眼图；

图4中(c)是经本发明改进的频域均衡器输出的ftn-pam4信号的眼图；

图5是分别将本发明基于改进的频域均衡器和最大似然序列检测联合算法的数据接收方法和传统频域均衡器应用于56-gbit/sftn-pam4系统后表现出的误码率的性能比较图；

图6是分别将本发明基于改进的频域均衡器和最大似然序列检测联合算法的数据接收方法和传统基于前馈均衡器、后滤波器和最大似然序列检测联合算法的数据接收方法应用于56-gbit/sftn-pam4系统后表现出的误码率的性能比较图。

具体实施方式

结合附图和相应实施例，对本发明作进一步详细说明。应当理解为，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不限定本发明的保护范围。

实施例一

实施例一的一种数据接收装置的结构如图1所示，包括直接检测单元11、ftn-pam4信号转换单元12、符号间干扰消除单元13和解码单元14。其中，直接检测单元11、ftn-pam4信号转换单元12、符号间干扰消除单元13和解码单元14依次连接。

直接检测单元11用于对接收的光ftn-pam4信号进行直接检测，将所述光ftn-pam4信号转换为模拟电信号。

ftn-pam4信号转换单元12用于将所述模拟电信号转换为数字ftn-pam4信号。本实施例中，ftn-pam4信号转换单元12包括模数转换子单元121、串并转换子单元122和前缀和后缀去除子单元123。其中，串并转换子单元122分别与模数转换子单元121和前缀和后缀去除子单元123连接。模数转换子单元121用于将所述模拟电信号进行模数转换，生成数字信号；串并转换子单元122用于对所述数字信号进行串并转换，生成并行数字信号；前缀和后缀去除子单元123用于去除所述数字信号的前缀和后缀，生成数字ftn-pam4信号。

符号间干扰消除单元13用于将所述ftn-pam4信号进行符号间干扰消除输出数字pam4信号。本实施例中，符号间干扰消除单元13包括频域均衡子单元131和最大似然序列检测子单元132。其中，频域均衡子单元131和最大似然序列检测子单元132连接。频域均衡子单元131用于对所述数字ftn-pam4信号进行改进的频域均衡，以消除由光ftn-pam4系统引入的符号间干扰，降低增强的带内噪声，同时也会引入已知的符号间干扰；最大似然序列检测子单元132用于对均衡后的信号进行最大似然序列检测输出数字pam4信号，以消除引入的已知的符号间干扰恢复出数字pam4信号。在本实施例中，最大似然序列检测子单元132采用viterbi算法对均衡后的信号进行最大似然序列检测。

本实施例中，上述频域均衡子单元131包括依次连接的快速傅里叶变换模块131a、频域均衡模块131b和快速傅里叶逆变换模块131c。其中，快速傅里叶变换模块131a用于对所述数字ftn-pam4信号进行快速傅里叶变换，变换为频域信号；频域均衡模块131b用于对快速傅里叶变换后的频域信号进行频域均衡；频域均衡使用的传递矩阵h＝hchannel/hpostfilter，hchannel为估计的频率信道矩阵，hpostfilter为频域后滤波器的频域传递矩阵；快速傅里叶逆变换模块131c用于对频域均衡后的信号进行快速傅里叶逆变换，恢复出均衡后的时域pam4信号。

解码单元14用于对符号间干扰消除后的pam4信号数据进行解码，得到比特序列形式的接收数据。解码单元14包括pam4解码子单元141和并串转换子单元142。其中，pam4解码子单元141与并串转换子单元142连接。pam4解码子单元141用于对所述数字pam4信号进行解码；并串转换子单元142用于对解码后的数据进行并串转换，生成比特序列形式的接收数据。

实施例二

实施例二的数据接收方法流程图如图2所示，包括以下步骤：

步骤s201，对接收的光ftn-pam4信号进行直接检测，将所述光ftn-pam4信号转换为模拟电信号。

步骤s202，将所述模拟电信号进行模数转换，生成数字信号。

步骤s203，对所述数字信号进行串并转换，生成并行信号。

步骤s204，对所述并行信号去除其前缀和后缀生成并行ftn-pam4信号。

步骤s205，对所述的并行ftn-pam4信号进行快速傅里叶变换，变换为频域信号。

步骤s206，对快速傅里叶变换后的数据进行频域均衡；频域均衡使用的传递矩阵h＝hchannel/hpostfilter，hchannel为估计的频率信道矩阵，hpostfilter为频域后滤波器的频域传递矩阵。

步骤s207，对频域均衡后的数据进行快速傅里叶逆变换，恢复出均衡后的时域pam4信号。

步骤s208，对步骤s207输出的信号进行最大似然序列检测。

步骤s209，对最大似然序列检测输出的信号进行判决解码。

步骤s210，对判决解码输出的数据进行并串转换生成比特序列形成的接收数据。

图3是基于前馈均衡器、时域后滤波器和最大似然序列检测联合算法与本发明基于改进的频域均衡器和最大似然序列检测联合算法的结构图的对比。本发明改进的频域均衡器结合了传统频域均衡器和频域后滤波器，具体结合方式：改进的频域均衡器使用传递矩阵h＝hchannel/hpostfilter，hchannel为估计的频率信道矩阵，hpostfilter为频域后滤波器的频域传递矩阵，该结合还简化了传统频域均衡器联合频域后滤波器的结构。本发明基于改进的频域均衡器和最大似然序列检测联合算法不但可替换传统基于前馈均衡器、后滤波器和最大似然序列检测联合算法，而且在算法复杂度方面具有较大优势，对比数据见图6(图6的说明见下文)。

图4用于比较传统频域均衡器和本发明改进的频域均衡器在数据处理性能方面的差别。图4中(a)反应出，由于严重的符号间干扰和噪声，接收ftn-pam4信号呈现7层模糊的眼图。图4中(b)反应出，通过传统频域均衡器补偿符号间干扰，恢复的pam4信号由于增强的带内噪声，呈现4层模糊的眼图。图4中(c)反应出，通过本发明改进的频域均衡器同时处理由信道损伤引起的符号间干扰和增强的带内噪声，恢复的ftn-pam4信号具有清晰的7层眼图。虽然引入了已知的符号间干扰，但最大似然检测能轻易消除上述引入的干扰。图4整体反应出，本发明数据接收方法和装置，相比于传统频域均衡器，具有更好的性能。

图5是分别将本发明基于改进的频域均衡器和最大似然序列检测联合算法的数据接收方法和传统频域均衡器应用于56-gbit/sftn-pam4系统后表现出的误码率的性能比较图，其中对应的频域后滤波系数设置为0.8。

图5下面两条折线分别表示基于改进的频域均衡器和最大似然序列检测联合算法的56-gbit/s光ftn-pam4系统在有、没有(btb)传输10-km标准单模光纤后的误码率性能，从这两条折线的变化趋势可以看到，它们之间差异不大，说明上述系统确实可行。

图5上面一条折线反应出，采用传统频域均衡器的56-gbit/s光ftn-pam4系统在传输10-km标准单模光纤后，接收光功率低于-9dbm时，误码率达不到7％前向纠错门限；而采用本发明方法的56-gbit/s光ftn-pam4系统在接收光功率大于-12dbm时，误码率低于7％前向纠错门限。说明本发明方法在处理ftn-pam4系统中严重的损伤方面相对传统频域均衡器具有较大优势。

图6是分别将本发明基于改进的频域均衡器和最大似然序列检测联合算法的数据接收方法和传统基于前馈均衡器、后滤波器和最大似然序列检测联合算法的数据接收方法应用于56-gbit/sftn-pam4系统后表现出的误码率的性能比较图。传统方法中，前馈均衡器可以采用递归最小二乘适应算法或者最小均方适应算法训练抽头系数。图6中折线表明本发明的方法性能要优于采用最小均方适应算法的传统方法，与采用递归最小二乘适应算法的传统方法相近。同时，本发明的方法算法(频域均衡器)复杂度为12次乘法每比特，而采用递归最小二乘适应算法(前馈均衡器、后滤波器)的传统方法为1428次乘法每比特和采用最小均方适应算法(前馈均衡器、后滤波器)的传统方法为93次乘法每比特。因此本发明的方法算法复杂度要远远低于传统方法。

图5和图6所示的结果可以证明，本发明基于改进的频域均衡器和最大似然序列检测联合算法的信号接收方法和装置，可同时处理ftn-pam4系统的符号间干扰和增强的带内噪声。相比传统频域均衡器，本发明具有更好的性能；相比基于前馈均衡器、后滤波和最大似然检测联合算法，本发明具有类似甚至更为优越的性能，但由于频域均衡器的复杂度远远低于前馈均衡器和后滤波器的复杂度，因此本发明算法的复杂度大大降低。

尽管为示例目的，已经公开了本发明的优选实施例，本领域的技术人员将意识到各种改进、增加和取代也是可能的，因此，本发明的范围应当不限于上述实施例。