一种用于小型化ODU接收通道的射频电路的制作方法

本发明属于通信技术领域，特别是涉及一种用于卫星通信小型化odu接收通道的射频电路。

背景技术：

在卫星通信设备中，odu(out-doorunit)是指室外单元，主要包括频率变换和功率放大，具体又可以分为发射通道和接收通道，发射通道通常是指buc(blockup-converter)，即上变频功率放大器，接收通道主要是指lnb(lownoiseblockdown-converter)，即低噪声放大、变频器。

在卫星通信设备中，接收通道的射频频率较高，信号较弱，并且信号中还会混杂有杂波成分。因此，在接收通道射频电路中需要对接收的卫星射频信号进行放大、滤波等处理。

现有技术中，随着卫星通信设备小型化发展趋势，希望其中的接收通道射频电路采用元器件少、组成电路具有占用空间小、功耗低、稳定性高等优势。

技术实现要素：

本发明主要解决的技术问题是提供一种用于小型化odu接收通道的射频电路，解决现有技术中在有限空间内射频电路过于复杂、体积大、功耗高，以及存在信号成分不纯而影响后一级混频效果的问题。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是提供一种用于小型化odu接收通道的射频电路，包括射频信号输入端，所述射频信号输入端首先连接用于滤除所述射频信号之外的杂波的发阻滤波器，然后由所述发阻滤波器的输出端电连接低噪声放大器，所述低噪声放大器的输出端电连接用于抑制镜像频率的镜像抑制滤波器，在所述镜像抑制滤波器的后一级电连接混频器，所述混频器还接入接收本振信号，完成所述射频信号与所述接收本振信号的混频。

在本发明用于小型化odu接收通道的射频电路的另一实施例中，在所述镜像抑制滤波器与所述混频器之间还串接有射频放大器。

在本发明用于小型化odu接收通道的射频电路的另一实施例中，所述射频电路包括横向支路和竖向支路，所述横向支路包括依次串接的所述发阻滤波器、低噪声放大器和镜像抑制滤波器，所述竖向支路包括所述射频放大器和混频器，所述横向支路中的所述镜像抑制滤波器与所述竖向支路中的所述射频放大器之间通过转弯微带线电连接。

在本发明用于小型化odu接收通道的射频电路的另一实施例中，所述发阻滤波器为腔体滤波器，所述腔体滤波器的尺寸为50mm×14mm×9.25mm。

在本发明用于小型化odu接收通道的射频电路的另一实施例中，所述低噪声放大器包括串联的两级放大组件，所述放大组件为nc1001c-812s低噪声放大芯片。

在本发明用于小型化odu接收通道的射频电路的另一实施例中，所述镜像抑制滤波器为微带带通滤波器。

在本发明用于小型化odu接收通道的射频电路的另一实施例中，所述微带带通滤波器包括设置在陶瓷基板上的7个u型的微波金属带，所述微波金属带依次间隔排列且呈中心对称分布，其中第一微波金属带开口向下且位于对称中心，所述第二微波金属带和第三微波金属带均开口向上，分别位于所述第一微波金属带的左侧和右侧，第四微波金属带开口向下且位于所述第二微波金属带的左侧，第五微波金属带开口向下且位于所述第三微波金属带的右侧，第六微波金属带开口向上且位于所述第四微波金属带的左侧，所述第六微波金属带的左分支上横向延伸为第一端口，第七微波金属带开口向上且位于所述第五微波金属带的右侧，所述第七微波金属带的右分支上横向延伸为第二端口。

在本发明用于小型化odu接收通道的射频电路的另一实施例中，所述射频放大器包括nc1001c-812s低噪声放大芯片。

在本发明用于小型化odu接收通道的射频电路的另一实施例中，所述混频器包括单芯片的双平衡混频器nc17111c-725m。

本发明的有益效果是：本发明公开了一种用于小型化odu接收通道的射频电路，包括射频信号输入端，与射频信号输入端电连接的发阻滤波器，然后由发阻滤波器的输出端电连接低噪声放大器，低噪声放大器的输出端电连接镜像抑制滤波器，在镜像抑制滤波器的后一级电连接混频器，混频器还接入接收本振信号，完成射频信号与接收本振信号的混频。另外，在镜像抑制滤波器与混频器之间还可以串接有射频放大器。该接收通道电路适用于ku频段的射频信号下变频，能够对射频信号进行低噪声放大，同时保持良好的低噪声特性，保证了射频信号中不会混入杂波，抑制镜像频率，采用了mmic微波器件，实现了小型化设计，同时还具有稳定可靠的特点，在节省功耗、减少体积、降低成本方面也具有优势。

附图说明

图1是本发明用于小型化odu接收通道的射频电路一实施例组成框图；

图2是本发明用于小型化odu接收通道的射频电路另一实施例组成框图；

图3是本发明用于小型化odu接收通道的射频电路另一实施例的电路布局图；

图4是本发明用于小型化odu接收通道的射频电路另一实施例中低噪声放大器的电路图；

图5是本发明用于小型化odu接收通道的射频电路另一实施例中镜像抑制滤波器的电路图；

图6是本发明用于小型化odu接收通道的射频电路另一实施例中射频放大器的电路图；

图7是本发明用于小型化odu接收通道的射频电路另一实施例中混频器的电路图；

图8是本发明用于小型化odu接收通道的射频电路另一实施例组成原理图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进行更详细的说明。附图中给出了本发明的较佳的实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本说明书所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。

需要说明的是，除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是用于限制本发明。

下面结合附图，对本发明的各实施例进行详细说明。图1是本发明用于小型化odu接收通道的射频电路一实施例组成示意图。如图1所示，该电路包括射频信号输入端211，所述射频信号输入端211首先连接用于滤除所述射频信号之外的杂波的发阻滤波器21，然后由所述发阻滤波器21的输出端电连接低噪声放大器22，所述低噪声放大器22的输出端电连接用于抑制镜像频率的镜像抑制滤波器23，在所述镜像抑制滤波器23的后一级电连接混频器24，所述混频器包括混频信号输入端241接入接收本振信号，完成所述射频信号与所述接收本振信号的混频。

优选的，为了实现该接收射频通道的小型化，其中的低噪声放大器、混频器等元器件主要采用独立的集成元器件，以及镜像抑制滤波器选用陶瓷微带滤波器形式。

进一步优选的，在图1所示实施例的基础上，图2所示实施例又进一步显示出在所述镜像抑制滤波器23与所述混频器24之间还串接有射频放大器25。该射频放大器25优选为低噪声功率放大器，主要作用是为了减少镜像抑制滤波器、混频器、匹配衰减器的噪声积累，同时也是为了提高该电路的整体增益。

优选的，所述发阻滤波器为腔体滤波器，所述腔体滤波器的尺寸为50mm×14mm×9.25mm。进一步的，为了获得尽可能小的插入损耗和较大的带外抑制，尽可能减小发阻滤波器的插入损耗对整机噪声系数的累加，同时也可以阻塞发射通道上可能辐射而来的强干扰信号。

优选的，所述射频信号输入端输入的射频信号频率范围是10.7ghz-12.75ghz，所述腔体滤波器的带通频率范围也是10.7ghz-12.75ghz，带内损耗≤0.5db，带内波动≤±0.2db，带外抑制是：在13.75ghz-14.5ghz范围内，抑制度为50db，在9.85ghz-10.35ghz范围内，抑制度为50db。

优选的，为了实现射频电路的小型化布局设计，如图3所示，该射频电路中的腔体滤波器21的输出端口212通过第一微带线wd1与低噪声放大器22电连接，低噪声放大器22的输出端又与镜像抑制滤波器23电连接，该镜像抑制滤波器23优选为微带滤波器。然后，镜像抑制滤波器23又通过第二微带线wd2与射频放大器25电连接，这里第二微带线wd2为转弯微带线。进一步的，射频放大器25的输出端通过第三微带线wd3与混频器24的射频端电连接，由此向混频器输入射频信号，另外混频器24还接收来自本振电路的本振信号，射频信号与本振信号在混频器24混频以后得到中频信号，在通过第四微带线wd4输入到中频电路中。

可以看出，这里通过采用转弯微带线wd2将射频电路分为横向支路和竖向支路，其中横向支路包括低噪声放大器22和镜像抑制滤波器23，竖向支路包括射频放大器25和混频器24。通过这种结构设计可以使得射频电路能够适应有限的空间设计，或者说能够在有限的空间内能够尽可能实现了优化的布局设计。

以下将会结合图3具体说明各个部分的电路组成。这里，噪声系数是接收射频通道非常重要的指标之一，直接影响信号的传输效率，而低噪声放大器对整机的噪声系数的改善起到至关重要的作用。由噪声系数级联公式nf＝nf1+(nf2-1)/g1+(nf3-1)/g1*g2+…，因此第一级低噪放的选择尤为重要，同时也要兼顾小型化的目的。优选的，如图4所示，所述低噪声放大器包括串联的两级放大组件，所述放大组件为nc1001c-812s低噪声放大芯片。该nc1001c-812s低噪声放大芯片为mmic(单片微波集成电路)形式，工作频段为6ghz-13ghz，噪声系数nf<1db，输入输出驻波<1.50:1，带内增益21db，带内平坦度<1db，功耗为200mw(40ma@5v)。

如图4所示，该电路中两个nc1001c-812s低噪声放大芯片213、214之间还串接有3db的匹配衰减器215，以及在后一级的nc1001c-812s低噪声放大芯片214的输出端与镜像抑制滤波器的输入端口之间也串接有3db的匹配衰减器216。nc1001c-812s低噪声放大芯片213、214的电源端分别接两个独立的5v直流供电端217、218。通过向nc1001c-812s低噪声放大芯片213、214提供独立的5v直流供电，可以避免二者之间出现供电干扰而影响射频功率放大特性。5v直流供电端217连接1000pf的电容219，5v直流供电端218也连接1000pf的电容2110，并且电容219又进一步与电容2110连接，电容2110再连接接地。优选的，上述nc1001c-812s低噪声放大芯片213与第一微带线wd1之间、nc1001c-812s低噪声放大芯片213与匹配衰减器215之间、匹配衰减器215与nc1001c-812s低噪声放大芯片214之间、nc1001c-812s低噪声放大芯片214与匹配衰减器216之间、nc1001c-812s低噪声放大芯片213与5v直流供电端217之间、nc1001c-812s低噪声放大芯片214与5v直流供电端218之间、5v直流供电端217与电容219之间、5v直流供电端218与电容2110之间、电容219与电容2110以及电容2110与地之间均是通过至少两根金丝进行的电连接。优选的，这里的金丝的直径为25um，在射频电路中通过金丝进行电连接，能够提高射频信号的传导性，减少传输损耗，尽管会增加成本，但是有利于保证射频电路的射频特性。

在图1和图2所示实施例中，镜像抑制滤波器是超外差式卫星通信接收机最重要的部分之一，这是因为射频信号与接收本振信号在混频器中经过混频后产生中频信号的同时会产生一个与中频信号大小相等幅度相等的干扰中频信号，若不滤除，会对整机的噪声系数累加20log(1+g1/g2)db的噪声累加，这里g1为该干扰中频信号的功率，g2为中频信号的功率，所以在混频以前加镜像抑制滤波器必不可少。

为了节省空间体积，同时考虑插入损耗不能太大并且具有较好的带外抑制特性，优选的，所述镜像抑制滤波器选用微带带通滤波器。

如图5所示，该微带滤波器包括设置在陶瓷基板上的7个u型的微波金属带，所述微波金属带依次间隔排列且呈中心对称分布，其中第一微波金属带231开口向下且位于对称中心，所述第二微波金属带232和第三微波金属带233均开口向上，分别位于所述第一微波金属带231的左侧和右侧，第四微波金属带234开口向下且位于所述第二微波金属带232的左侧，第五微波金属带235开口向下且位于所述第三微波金属带233的右侧，第六微波金属带236开口向上且位于所述第四微波金属带234的左侧，所述第六微波金属带236的左分支上横向延伸为第一端口238，第七微波金属带237开口向上且位于所述第五微波金属带235的右侧，所述第七微波金属带237的右分支上横向延伸为第二端口239。

优选的，所述第一微波金属带231的宽度是0.1mm，左侧分支和右侧分支的长度和相同，均为2.1mm，上部连接分支长度为1.13mm，并且所述上部连接分支的左右端部的两个拐角被等腰切除，得到的左切边和右切边的长度是0.14mm，所述第一微波金属带231分别与所述第二微波金属带232、第三微波金属带233的间隔均为0.16mm。

进一步优选的，所述第二微波金属带232和第三微波金属带233具有相同的结构，其中所述第二微波金属带232的左侧分支和所述第三微波金属带233的左侧分支长度相同，均为2.1mm，所述第二微波金属带232的右侧分支和所述第三微波金属带233的右侧分支长度相同，均为2.1mm，所述第二微波金属带232下部连接分支与第三微波金属带233下部连接分支33长度相同，均为1.13mm，并且所述下部连接分支23与下部连接分支33的左右端部的两个拐角被等腰切除，得到的切边的长度相同，均为0.14mm。

所述第二微波金属带232的右侧分支与所述第一微波金属带231的左侧分支等高平齐，即第二微波金属带232的右侧分支的上边缘与所述第一微波金属带231的左侧分支上端所对应的连接分支的下边缘平齐，同时所述第一微波金属带231的左侧分支的下边缘与所述第二微波金属带232的右侧分支下端所对应的连接分支的上边缘平齐。同样，所述第三微波金属带233的左侧分支与所述第一微波金属带231的右侧分支等高平齐。

另外，第二微波金属带232与所述第四微波金属带234的间隔为0.14mm，所述第三微波金属带233与所述第五微波金属带235的间隔为0.14mm。

进一步优选的，所述第四微波金属带234和第五微波金属带235具有相同的结构，并且与第一微波金属带231的结构相同。其中，所述第四微波金属带234左侧分支和第五微波金属带235左侧分支的长度相同，均为2.1mm，所述第四微波金属带234右侧分支和第五微波金属带235右侧分支的长度相同，均为2.1mm，所述第四微波金属带234上部连接分支和第五微波金属带235上部连接分支长度相同，均为1.13mm，并且这两个上部连接分支的左右端部的两个拐角被等腰切除，得到的两个切边的长度相同，均为0.14mm。所述第四微波金属带234的右侧分支与所述第二微波金属带232的左侧分支等高平齐，所述第五微波金属带235的左侧分支与所述第三微波金属带233的右侧分支等高平齐。

所述第四微波金属带234与所述第六微波金属带236的间隔为0.1mm，所述第五微波金属带235与所述第七微波金属带237的间隔为0.1mm。

进一步优选的，所述第六微波金属带236的右侧分支的长度是2.1mm，宽度是0.1mm，左侧分支的长度是1.3mm，宽度是0.24mm，底部连接分支分为两段，其中，位于左侧的第一连接段的长度是0.94mm，宽度是0.24mm，并且所述第一连接段的左侧拐角被等腰切除，得到的切边的长度是0.34mm，位于右侧的第二连接段的长度是0.53mm，宽度是0.1mm，并且所述第二连接段的右侧拐角被等腰切除，得到的切边6321的长度是0.14mm。所述第一端口238的长度是1.55mm，宽度是0.25mm，所述第一端口238的下边到所述底部连接分支的所述第一连接段的上边的距离是0.1mm。

第七微波金属带237与前述的第六微波金属带236具有相同的结构，在该微带天线中呈左右对称分布。其中，所述第七微波金属带237的左侧分支的长度是2.1mm，宽度是0.1mm，右侧分支的长度是1.3mm，宽度是0.24mm，底部连接分支分为两段，其中，位于右侧的第一连接段的长度是0.94mm，宽度是0.24mm，并且所述第一连接段的右侧拐角被等腰切除，得到的切边的长度是0.34mm，位于左侧的第二连接段的长度是0.53mm，宽度是0.1mm，并且所述第二连接段的左侧拐角被等腰切除，得到的切边的长度是0.14mm。所述第二端口239的长度是1.55mm，宽度是0.25mm，所述第二端口239的下边到第七微波金属带237的所述底部连接分支的所述第一连接段的上边的距离是0.1mm。第一端口238与第二端口239之间的距离为12.49mm，即该滤波器的长度为12.49mm。

进一步优选的，该镜像抑制滤波器的频率范围是10.7ghz-12.95ghz，通带插入损耗≤3db，带外抑制：在7.25ghz-9.8ghz，抑制比≥60db，在10ghz，抑制比≥40db，在13.75ghz-14.5ghz，抑制比≥40db，vswr≤1.3。

优选的，如图6所示，图2中的所述射频放大器25包括射频放大芯片nc1001c-812s。可以看出该芯片251的射频输入端通过金丝电连接微带线wd2，射频输出端通过金丝电连接微带线wd3，电源端通过金丝电连接5v直流电压端252，该5v直流电压端252又通过金丝连接1000pf电容253，电容253又通过金丝连接微带线wd5，微带线wd5又通过金丝连接接地。

芯片nc1001c-812s的频率范围是6ghz-13ghz，噪声系数<1.3db，输出功率1db压缩点是8dbm，带内增益20db，输入驻波<1.6:1，输出驻波<1.4:1，体积：1.85mm×1.05mm×0.10mm，功耗为200mw(40ma@5v)。

由前述已知，射频信号的频率范围是10.7ghz-12.75ghz，接收本振信号的频率范围是9.75ghz/10.6ghz，经过混频后的中频信号工作频段覆盖0.95ghz-2.15ghz。同时，尽可能选择射频和中频隔离较高的混频器，以减少射频信号进入后一级的中频通道，减少中频通道滤波的压力。

进一步优选的，图1和图2中所述混频器24为单芯片的双平衡无源混频器芯片nc17111c-725m。如图7所示，该芯片241的射频信号输入端通过金丝连接3db匹配衰减器242，匹配衰减器242通过金丝连接微带线wd3，芯片241的本振信号输入端通过金丝与本振信号微带滤波器的输出端口243电连接，芯片241的中频信号输出端通过金丝与微带线wd4电连接，微带线wd4又进一步接入到中频电路中。

选用上述器件后，可以看出该射频通道的基本参数是：所述射频信号输入端输入的射频信号频率范围是10.7ghz-12.75ghz，所述发阻滤波器的带通频率范围也是10.7ghz-12.75ghz，所述nc1001c-812s低噪声放大组件的频率范围是6ghz-13ghz，所述镜像抑制滤波器的带通滤波频率范围是10.7ghz-12.95ghz，所述射频放大组件nc1001c-812s的频率范围是6ghz-13ghz，所述双平衡混频器nc17111c-725m的射频端口频率范围是10.7ghz-12.75ghz，本振端口频率是9.75ghz或10.6ghz，中频端口的输出频率范围是0.95ghz-2.15ghz。因此，通过本电路可以对频率范围是10.7ghz-12.75ghz的射频信号进行低噪声放大和变频，经过变频后的输出中频范围是0.95ghz-2.15ghz。

另外，本电路还要充分考虑对射频信号的功率变化，要能够保证在整个射频通道中射频信号的功率始终工作在一个合理的区间，同时还能保证射频信号的传输特性、噪声特性保持良好。因此从射频信号输入端进入的射频信号在经过本电路时，必须考虑信号功率的衰减变化，从而满足在输入的射频信号功率一定的情况下，能够满足混频器入口对进入信号的功率要求。

进一步的，如图8所示，当从射频信号输入端进入腔体滤波器301的射频信号的功率为-70dbm，经过该腔体滤波器301后有0.6db的损耗，即射频信号从腔体滤波器301输出后的功率为-70.6dbm，经过第一级低噪声放大组件302，即nc1001c-812s，有20db的增益，因此由第一级低噪声放大组件302(nc1001c-812s)输出的射频信号功率为-50.6dbm。优选的，在第一级低噪声放大组件302(nc1001c-812s)与第二级低噪声放大组件304(nc1001c-812s)之间串接有第一匹配衰减器303，其衰减值是3db，因此进入第二级低噪声放大组件304(nc1001c-812s)的射频信号功率为-53.6dbm，第二级低噪声放大组件304(nc1001c-812s)的增益也是20db，输出的射频信号功率为-33.6dbm。由于该芯片nc1001c-812s的输出功率的1db压缩点对应的功率是8dbm，而设计的输出功率均小于该1db压缩点对应的功率值，因此不会产生射频信号的非线性失真。

再经过第二匹配衰减器305有3db衰减，降为-36.6dbm，然后经过镜像抑制滤波器306，进一步衰减4db，降为-40.6dbm，经过第三匹配衰减器307有3db衰减，射频信号的功率为-43.6dbm，为此后一级再通过射频放大组件308(nc1001c-812s)，进行了20db的增益放大，射频信号的功率升为-23.6dbm，再通过第四匹配衰减器309产生3db的衰减，即为-26.6dbm，然后该射频信号进入混频器310(nc17111c-725m)。

图8中的nf表示噪声系数，gain表示增益值，op1db表示功率放大器输入压缩点，oip3表示功率放大器的输出三阶交调点，po表示各个元器件的射频信号输出功率值。

图8中显示了射频信号在该电路中的功率变化情况，可以看出放大器之间、放大器与滤波器之间、放大器与混频器之间通常都设置了匹配衰减器，如第一匹配衰减器303、第二匹配衰减器305、第三匹配衰减器307、第四匹配衰减器309。通过设置这些衰减器可以将前后级之间的元器件之间实现良好阻抗匹配，避免了射频信号传输过程中产生失真和反向功率问题，虽然产生了一定的衰减，但通过多级放大可以保证射频信号有足够大的功率。

基于以上实施例，本发明公开了一种用于小型化odu接收通道的射频电路，包括射频信号输入端，与射频信号输入端电连接的发阻滤波器，然后由发阻滤波器的输出端电连接低噪声放大器，低噪声放大器的输出端电连接镜像抑制滤波器，在镜像抑制滤波器的后一级电连接混频器，混频器还接入接收本振信号，完成射频信号与接收本振信号的混频。另外，在镜像抑制滤波器与混频器之间还可以串接有射频放大器。该接收通道电路适用于ku频段的射频信号下变频，能够对射频信号进行低噪声放大，同时保持良好的低噪声特性，保证了射频信号中不会混入杂波，抑制镜像频率，采用了mmic微波器件，实现了小型化设计，同时还具有稳定可靠的特点，在节省功耗、减少体积、降低成本方面也具有优势。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均包括在本发明的专利保护范围内。