像素读出电路及图像传感器的制作方法

本发明涉及集成电路技术领域，尤其涉及一种像素读出电路及图像传感器。

背景技术：

互补金属氧化物半导体(complementarymetaloxidesemiconductor,cmos)图像传感器最常采用的读出电路为列并行模数转换电路，列并行电路会同时量化一行像素，这一特点导致对于某些噪声源特定频率的噪声会表现为行噪声，即图像上出现闪烁的横纹，影响图像质量。

具体地，在行噪声来源中，如图1所示，主要来源是像素电源vddpix噪声(vddpix_noise)。vddpix噪声则是像素电源vddpix供电电路本身热噪声以及受到外部因素影响导致像素电源vddpix电压在理想电压附近不停抖动，由于外部因素的随机性，像素电源vddpix抖动的频率和幅度都无法准确预测。在单个像素单元11中，由于源跟随器m1的电源抑制比不够大，而且像素电源vddpix和像素节点(图未示)间存在耦合电容(图未示)，因此像素电源噪声vddpix_noise会影响像素位线电压vbl，进而影响比较器采样电容cb的上极板电压vs，使得比较器翻转时间变化，影响模数转换器12量化结果。

现有技术中常用的降行噪声技术是使用一定数量的遮黑暗列像素量化行噪声，在后续的图像处理部分减去行噪声信息。另一种降行噪声技术是降低比较器的输入电压斜坡信号vramp对像素电源vddpix的电源抑制比，使得像素电源噪声vddpix_noise对比较器的输入电压vs的比较器单端差模影响，变为对比较器的输入电压vs和斜坡信号vramp的比较器共模影响，从而不影响比较器的翻转时间。

但是，暗列像素及对应的量化电路通常为几十列会占用较大的面积。共模方法需要特定的较复杂的斜坡产生电路，同时由于比较器的共模抑制比不理想，并不能完全消除像素电源噪声vddpix_noise对比较器翻转时间的影响。

技术实现要素：

本发明解决的技术问题是如何消除像素电源噪声，从而降低行噪声，提高图像传感器的图像质量。

为解决上述技术问题，本发明实施例提供一种像素读出电路，所述像素读出电路的输入端耦接图像传感器的各个像素单元，像素读出电路包括：至少一个噪声反相放大电路，每一噪声反相放大电路分别输出补偿电压，在所述像素单元由于光电效应引起像素电压变化时，所述补偿电压的变化电压为位线噪声电压的反相电压，且所述补偿电压的变化电压的电压值为所述位线噪声电压的电压值的k倍，k为正数；列模数转换器，所述列模数转换器包括：反相电容，所述反相电容的第一端接入所述补偿电压；比较器，其输出端作为所述像素读出电路的输出端，其正输入端接入斜坡信号，其负输入端耦接所述反相电容的第二端；电流源，其第一端接地，其第二端作为所述像素读出电路的输入端采样电容，其第一端耦接所述电流源，其第二端耦接所述比较器的负输入端，其电容值为所述反相电容的电容值的k倍。

可选的，所述噪声反相放大电路包括：源跟随器，适于输出源噪声电压，所述源噪声电压与所述位线噪声电压相同；运算放大器，其输出端输出所述补偿电压；第一电容，其第一端耦接所述源跟随器的输出端，其第二端耦接所述运算放大器的负输入端；第二电容，其第一端耦接所述运算放大器的负输入端，其第二端耦接所述运算放大器的输出端；其中，所述第一电容的电容值为所述第二电容的电容值的k倍。

可选的，所述噪声反相放大电路包括：源跟随器，适于输出源噪声电压，所述源噪声电压与所述位线噪声电压相同；运算放大器，其输出端输出所述补偿电压；第一电阻，其第一端耦接所述源跟随器的输出端，其第二端耦接所述运算放大器的负输入端；第二电阻，其第一端耦接所述运算放大器的负输入端，其第二端耦接所述运算放大器的输出端；其中，所述第二电阻的电阻值为所述第一电阻的电阻值的k倍。

可选的，所述源跟随器为所述图像传感器中像素阵列的边缘冗余像素的源跟随器。

可选的，所述源跟随器包括：三极管，其漏极耦接电源电压，其栅极耦接控制电压，其源极输出所述源噪声电压；电流源，其第一端接地，其第二端耦接所述三极管的源极。

可选的，所述运算放大器的负输入端与正输入端的输入电压相等。

可选的，k的大小为32。

可选的，所述模数转换器的负输入端的输入电压的变化电压为：δvs＝vsig×k/(k+1)，其中，δvs表示所述模数转换器的负输入端的输入电压的变化电压，vsig表示无噪声的情况下位线电压的变化电压。

可选的，所述列模数转换器的数量为多个且划分为多组，每组列模数转换器分别接收同一噪声反相放大电路输出的补偿电压。

本发明实施例还公开了一种图像传感器，图像传感器包括所述像素读出电路。

与现有技术相比，本发明实施例的技术方案具有以下有益效果：

本发明技术方案的像素读出电路包括至少一个噪声反相放大电路，每一噪声反相放大电路分别输出补偿电压，在所述像素单元由于光电效应引起像素电压变化时，所述补偿电压的变化电压为位线噪声电压的反相电压，且所述补偿电压的变化电压的电压值为所述位线噪声电压的电压值的k倍，k为正数；并且列模数转换器中采样电容的电容值为所述反相电容的电容值的k倍，使得补偿电压的变化电压与像素单元中产生的位线电压噪声相互抵消，从而使得比较器的负输入端的电压不受像素单元中产生的位线电压噪声的影响，进而保证列模数转换器中比较器的正常反转，降低行噪声，提高图像传感器的图像质量。

进一步地，所述源跟随器为所述图像传感器中像素阵列的边缘冗余像素的源跟随器。本发明技术方案中，由于边缘冗余像素不会用于读出信号，且边缘冗余像素的源跟随器能够产生与像素单元相同的位线电压噪声，因此可以复用边缘冗余像素的源跟随器作为噪声反相放大电路中的源跟随器，从而使得噪声反相放大电路能够精确控制述补偿电压的变化电压；此外，还可以减小噪声反相放大电路的电路面积。

附图说明

图1是现有技术一种像素读出电路的结构示意图；

图2是本发明实施例一种像素读出电路的结构示意图；

图3是本发明实施例一种噪声反相放大电路的结构示意图。

具体实施方式

如背景技术中所述，暗列像素及对应的量化电路通常为几十列会占用较大的面积。共模方法需要特定的较复杂的斜坡产生电路，同时由于比较器的共模抑制比不理想，并不能完全消除像素电源噪声vddpix_noise对比较器翻转时间的影响。

本发明技术方案的像素读出电路包括至少一个噪声反相放大电路，每一噪声反相放大电路分别输出补偿电压，在所述像素单元由于光电效应引起像素电压变化时，所述补偿电压的变化电压为位线噪声电压的反相电压，且所述补偿电压的变化电压的电压值为所述位线噪声电压的电压值的k倍，k为正数；并且列模数转换器中采样电容的电容值为所述反相电容的电容值的k倍，使得补偿电压的变化电压与像素单元中产生的位线电压噪声相互抵消，从而使得比较器的负输入端的电压不受像素单元中产生的位线电压噪声的影响，进而保证列模数转换器中比较器的正常反转，降低行噪声，提高图像传感器的图像质量。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。

图2是本发明实施例一种像素读出电路的结构示意图。

请参照图2，像素单元20中的像素发生光电效应产生电子引起电压vfd变化，通过源跟随器m1带动位线电压vbl变化。

像素读出电路包括至少一个噪声反相放大电路21以及列模数转换器22。

其中，每一噪声反相放大电路21分别输出补偿电压vnl，在所述像素单元20由于光电效应引起像素电压vfd变化时，所述补偿电压vnl的变化电压δvnl为位线噪声电压vbl_noise的反相电压，且所述补偿电压vnl的变化电压的电压值为所述位线噪声电压vbl_noise的电压值的k倍，k为正数。

更近一步地，k可以是大于1的数值，也可以是小于1的数值。

图2中的列模数转换器22包括：

反相电容cn，所述反相电容cn的第一端接入所述补偿电压vnl；

比较器221，其输出端作为所述像素读出电路的输出端，其正输入端接入斜坡信号vramp，其负输入端耦接所述反相电容cn的第二端；

电流源is，其第一端接地，其第二端作为所述像素读出电路的输入端

采样电容cb，其第一端耦接所述电流is源，其第二端耦接所述比较器221的负输入端，其电容值为所述反相电容cn的电容值的k倍。

本实施例中，引起电压变化的因素包括图像信息(也即电效应引起像素电压变化)，以及噪声。

具体地，在光电效应引起像素电压vfd变化时，根据电荷守恒定律可以计算出比较器221的负输入端电压vs的变化电压δvs＝vsig×k/(k+1)，其中，vsig表示理想图像信号电压，也即在无噪声的情况下，光电效应引起像素电压vfd变化所引起的位线电压vbl的变化电压。

而在有噪声的情况下，位线电压vbl的变化电压δvbl为理想图像信号电压与位线噪声电压vbl_noise的叠加，也即δvbl＝vsig+vbl_noise。

更具体地，在光电效应引起像素电压vfd变化时，根据电荷守恒定律可知：(vs-vnl)×cn+(vs-vbl)×cb＝(vs’-vnl’)×cn+(vs’-vbl’)×cb，其中，vs表示变化前负输入端电压，vs’表示变化后负输入端电压；vnl表示变化前补偿电压，vnl’表示变化后补偿电压；vbl表示变化前位线电压，vbl’表示变化后位线电压。负输入端电压vs的变化电压δvs＝vs’-vs；补偿电压vnl的变化电压δvnl＝vnl’-vnl；位线电压vbl的变化电压δvbl＝vbl’-vbl。

对上述公式进行计算得到同时，由于δvnl＝-k×vbl_noise，cb＝k×cn，δvbl＝vsig+vbl_noise，因此将其代入上述公式得到，

如上所述，比较器221的负输入端电压vs的变化电压δvs不受噪声vbl_noise的影响。由于比较器221是在正输入端和负输入端电压的大小关系发生变化时翻转的，因此如果负输入端电压vs的变化电压δvs不受噪声影响，那么比较器221的正输入端和负输入端电压的大小关系也不会受噪声影响，比较器221的输出端就也不受噪声影响，从而保证了像素读出电路的读取准确性。

如前所述，k的取值越大，例如k为64，比较器221的负输入端电压vs的变化电压δvs越接近理想图像电压，但采样电容cb的值就越大，噪声反相放大电路需要输出的补充电压vnl就越大，导致像素读出电路的面积较大。由此，优选地，k的大小为32，从而可以兼顾比较器221的性能以及像素读出电路的面积。

本发明实施例能够使得补偿电压的变化电压与像素单元中产生的位线电压噪声相互抵消，从而使得比较器的负输入端的电压不受像素单元中产生的位线电压噪声的影响，进而保证列模数转换器中比较器的正常反转，降低行噪声，提高图像传感器的图像质量。

请参照图3，图2所示的噪声反相放大电路22可以包括：源跟随器(也即三极管m2和电流源in)，适于输出源噪声电压，所述源噪声电压与所述位线噪声电压vbl_noise相同；运算放大器31，其输出端输出所述补偿电压vnl；第一电容cs，其第一端耦接所述源跟随器的输出端，其第二端耦接所述运算放大器31的负输入端；第二电容cf，其第一端耦接所述运算放大器31的负输入端，其第二端耦接所述运算放大器31的输出端；其中，所述第一电容cs的电容值为所述第二电容cf的电容值的k倍。

本实施例中，所述运算放大器31的负输入端与正输入端的输入电压相等。如图3所示，运算放大器31的负输入端与正输入端的输入电压均为vcm。具体地，运算放大器31的增益无穷大，因此运算放大器31的负输入端与正输入端的输入电压基本相等。

在光电效应引起像素电压vfd变化时，根据电荷守恒定律可知，(vn-vcm)×cs+(vnl-vcm)×cf＝(vn’-vcm)×cs+(vnl’-vcm)×cf。计算上述公式可以得到vnl’-vnl＝-cs/cf×(vn’-vn)。由于cs＝k×cf，因此将其代入公式可得：补偿电压vnl的变化电压δvnl＝-k×δvn。由于源噪声电压δvn与所述位线噪声电压vbl_noise相同，因此δvnl＝-k×vbl_noise。

本发明一个可选实施例中，还可以将图3中的第一电容cs替换为第一电阻，将图3中的第二电容cf替换为第二电阻。

其中，第一电阻的第一端耦接所述源跟随器的输出端，其第二端耦接所述运算放大器31的负输入端；第二电阻的第一端耦接所述运算放大器31的负输入端，其第二端耦接所述运算放大器31的输出端；其中，所述第二电阻的电阻值为所述第一电阻的电阻值的k倍。

本发明一个具体实施例中，图3所示噪声反相放大电路中的源跟随器可以包括：三极管m2，其漏极耦接电源电压，其栅极耦接控制电压，其源极输出所述源噪声电压；电流源in，其第一端接地，其第二端耦接所述三极管m2的源极。具体地，三极管m2可以是晶体管。更具体地，三极管m2可以是nmos管。

本发明一个优选实施例中，所述源跟随器为所述图像传感器中像素阵列的边缘冗余像素的源跟随器。

由于边缘冗余像素不会用于读出信号，且边缘冗余像素的源跟随器能够产生与像素单元相同的位线电压噪声，因此可以复用边缘冗余像素的源跟随器作为噪声反相放大电路中的源跟随器，从而使得噪声反相放大电路能够精确控制述补偿电压的变化电压；此外，还可以减小噪声反相放大电路的电路面积。

本发明另一个优选实施例中，所述列模数转换器的数量为多个且划分为多组，每组列模数转换器分别接收同一噪声反相放大电路输出的补偿电压。

具体地，像素读出电路可以包括一个噪声反相放大电路和多个列模数转换器。所有的列模数转换器接入该噪声反相放大电路的补偿电压。

或者，像素读出电路可以包括多个噪声反相放大电路和多个列模数转换器。噪声反相放大电路的数量与列模数转换器的数量相同。每一列模数转换器接入一个噪声反相放大电路输出的补偿电压。

或者，还可以是像素读出电路可以包括多个噪声反相放大电路和多个列模数转换器。所述列模数转换器划分为多组，每组列模数转换器分别接收同一噪声反相放大电路输出的补偿电压。

本发明实施例可以避免像素读出电路仅包括一个噪声反相放大电路时，噪声反相放大电路的输出电压无法驱动所有的列模数转换器。也可以避免每一列模数转换器接入一个噪声反相放大电路输出的补偿电压时，由于噪声反相放大电路的数量过多导致像素读出电路面积较大的问题。

本发明实施例还公开了一种图像传感器，所述图像传感器包括图2所示的像素读出电路。

本发明实施例的像素读出电路可以保证像素读出的准确性。

虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。