受强码间干扰影响的系统中的时钟提取的制作方法

背景技术：

本发明在其一些实施例中涉及受强码间干扰影响的系统中的时钟提取，并且更具体地但非排他地，涉及ftnpam-n系统和相干qam系统中的定时。

下一代超高速短距离光纤链路可以根据通常考虑到数据中心设备的有限空间而提出的要求，利用小型、廉价、低功耗的收发器。因此，可以预期用于这种短距离光链路的收发器分别支持长度范围为几百米到几十千米的数据中心内连接和数据中心间连接。

优选的解决方案是每波长传输100gbit/s。然而，当需要非常廉价的解决方案时，这是非常有挑战性的。因为相干方法需要高功率和昂贵的设备，所以相干方法超出了范围。因此，强度调制(intensitymodulation，im)和直接检测(directdetection，dd)方案是优选的。还研究了在非相干系统中广泛使用的成熟的开关键控调制格式，这种格式用于每波长速度为100gbit/s的应用。然而，这种解决方案将需要昂贵的高带宽光学器件和电子器件。为了克服这个缺点，已经研究出数字信号处理(digitalsignalprocessing，dsp)支持的高级调制格式作为支持100gbits/s的替代技术，最有前景的候选是双二进制脉冲幅度调制(duobinarypulseamplitudemodulation，db-pam-n)、离散多载波调制(discretemulti-tonemodulation，dmt)、以及无载波幅相调制(carrier-lessamplitudeandphasemodulation，cap)。所有上述方法在imdd系统中提供类似的性能。然而，因为db-pam格式需要简单的dsp，所以db-pam格式更有吸引力。

为数据中心保留的光收发器通常可以使用较廉价的部件，例如直接调制激光器(directlymodulatedlaser，dml)和电吸收调制器(electro-absorptionmodulator，eml)。dsp功耗和时延是关键的，并且在实际产品中仅实现基本dsp功能。光信号的功率与调制激光器的电信号几乎成比例。在较高的数据速率下，前向纠错(forward-errorcorrection，fec)是必要的。纠错码通常是标准化的，但也可以是专有的。

现在参考图1，图1示出了im-ddpam传输系统10。将消息比特插入前向纠错单元12，然后在pam映射器14将比特映射到pam信号。可以在均衡器16对pam信号进行预均衡以改善性能。数模转换器(digital-to-analogconverter，dac)18输出模拟电信号，该模拟电信号通常由调制器驱动器(modulatordriver，md)20放大。eml/dml输出提供来自单元22的光信号，该光信号可能在较长的链路上经受色度色散(chromaticdispersion，cd)。因此，在一些系统中，使用色散补偿光纤(dispersioncompensationfiber，dcf)或色散补偿模块(dispersioncompensationmodule，dcm)24来补偿cd。在接收器侧，光电探测器/二极管(photodetector/diode，pdet)26检测光信号。pdet输出与光信号功率成比例。使用跨阻放大器(transimpedanceamplifier，tia)来放大该pdet输出。可以将pdet和tia集成在光接收组件(receiveopticalsubassembly，rosa)中，rosa可以包括自动增益控制电路(automaticgaincontrolcircuit，agc)28，当在均衡器32使用电均衡时，agc28用于将电信号调整为模数(analog-to-digital，adc)30输入。接收器可以使用前馈均衡器(feed-forwardequalizer，ffe)、判决反馈均衡器(decisionfeed-backequalizer，dfe)、和/或最大似然序列估计器(maximumlikelihoodsequenceestimator，mlse)、或其中的一些组合以提供均衡器32，然后在pam解映射器34执行对在pam映射器14引入的pam的解映射。在均衡器32的均衡替换方案中，ffe存在噪声增强，dfe存在误码增殖，使得mlse通常视为最佳解决方案(尽管mlse也是最复杂的解决方案)。在电路的末端，无论使用什么技术来执行pam解映射，通常将硬前向纠错(fec)设备36放置在pam解映射器之后。

图2示出了包括定时恢复块的简化rx框图。agc块28监测信号功率变化，并产生适合adc30输入范围的几乎恒定的信号摆幅。这样，adc30被有效地使用。下面讨论采样相位调整电路(samplingphaseadjustment，spa)38。均衡器32对经受噪声和码间干扰(intersymbolinterference，isi)的信号进行恢复。然而，在激活均衡器之前，本地振荡器48必须锁定到输入信号，即，锁定到负责数据定时的发射器振荡器。也就是说，发射器和本地振荡器必须同步。允许小的相位偏差，并且不可能完美地跟踪发送器时钟源。由鉴相器(phasedetector，pd)42实现时钟提取，该鉴相器输出关于采样时钟是更快还是更慢的信息。由于信息是有噪声的，例如受到模式相关噪声、由放大器、部件缺陷等造成的噪声的影响，因此定时信息在进入/控制通常实现为压控振荡器(voltage-controlledoscillator，vco)48的接收器振荡器之前，必须在滤波器46进行滤波。

定时信息可从模数转换器adc30的输出信号中导出。定时恢复(timingrecovery，tr)模块44包括pd42、低通滤波器46、以及vco48。可使用采样相位调整(spa)电路38来调整vco48时钟相位。采样相位优化也可由提供多个fec输入差错(多个纠正的差错)的fec解码器36来支持。最佳采样相位应当使纠正的差错的数量最小化。

imdd传输系统可以如图3所示建模。发送的信号x由系统传递函数h(块50)修改，系统传递函数h可以由线性系统近似。通常，该系统是非线性的。输出信号是信号x和系统脉冲响应h的卷积：

其中，isi将输入信号扩展在2n+1个码元(symbol，也称为符号)间隔上。通常，传递函数相当于低通滤波器，并且高频分量会严重衰减。加性噪声n另外干扰信号x。因此，tr块52(图4a-图4c)接收经受isi和噪声的信号。tr设计器用于对包括噪声的信号进行计数，因此，实际的tr解决方案在指定的工作条件下对噪声不太敏感。例如，预fec误码率(biterrorrate，ber)的设计与系统可以容忍的噪声量直接相关。然而，在使用增强均衡技术来处理由光学部件和电子部件的强带宽限制造成的isi的系统中，接收的信号包含的时钟信息不足。在这样的系统中，因为奈奎斯特频率附近的频率成分非常纯，所以所有已知的实际tr方案都会失败。

在一些应用中，dsp功耗有限，并且在adc之后通常每个码元仅有一个样本可用。因此，所有dsp模块必须以每码元的最小样本数工作，这额外地限制了tr设计。因此，米勒和穆勒鉴相器(muellerandmullerphasedetector，mmpd)用于大多数以每码元单个样本工作的dsp。实二进制信号z的mmpd输出由下式描述

pdout(k)＝z(k+t)sign(z(k))-z(k)sign(z(k+t))

其中，t表示码元间隔。对于多电平信号，mmpd可以使用判决d来得出：

pdout(k)＝z(k+t)d(k)-z(k)d(k+t)

判决d在isi信道中通常非常弱，并且在tr块之前通常对信号z进行了均衡。

可以在定时恢复tr块52之前执行均衡，定时恢复tr块52可以如图2中包括pd42、lpf46、以及vco48。图4a中示出了这样的方案。在许多情况下，均衡器是自适应的，并且可能导致tr不稳定性。图4b中示出了提取时钟的另一种方式，该方式可能适用于mmpd。当均衡器是静态的时，则这种解决方案可以提供可接受的性能。如图4a的解决方案，当均衡器是自适应的时，tr52和均衡器40一起可能容易使该方案进入不稳定区域。主均衡器抽头可能移动到第一抽头位置或最后抽头位置，并且均衡器输出将失真。最好但最昂贵的解决方案使用tr静态均衡器54(见图4c)。tr均衡器54可以使用比主均衡器40少的抽头。tr均衡器54之后的信号可能比主均衡器之后的信号差得多，以至于mmpd会提供噪声非常大的时钟频点(clocktone)。

图4c的布置的问题是如何改进时钟频点以及如何找到用于tr均衡器54的最佳抽头。

其他背景技术包括k.h.mueller和m.s.muller在ieeetransactionsoncommunications(ieee通信学报)上发表的“timingrecoveryindigitalsynchronousdatareceivers”(数字同步数据接收器中的定时恢复)(1976年，第24卷，第516页-第531页)。

技术实现要素：

本实施例可引入新的鉴相器和用于设置tr均衡器抽头的算法，以便获得更准确的时钟频点。实施例可以提供一种用于在强带宽受限的传输系统中和在具有高isi的系统中进行时钟提取的方法。根据本实施例的方法可以使用利用少量采样的简单操作来恢复发射器时钟。

根据本发明的一些实施例的方面，提供了一种用于数据传输系统中的信号接收的定时恢复装置，该装置包括：

均衡器，用于均衡接收的信号并用于输出均衡信号；以及

鉴相器(phasedetector，也称“相位检测器”)，用于接收均衡信号并用于从均衡信号的绝对值生成时钟频点，其中，时钟频点提供用于定时恢复的相位信息。

在实施例中，均衡信号包括n个码元(symbol)，n是等于或大于2的整数，并且其中，鉴相器包括用于输入的码元的(n-1)个加法器、(n-1)个减法器、以及(n-1)个乘法器，以产生(n-1)个码元输出。

实施例可以包括用于将多个码元输出相加以生成鉴相器输出的通用加法器。

在实施例中，加法器对码元样本的烧焦(singed)部分求和，减法器对码元样本的无符号(unsigned)部分求和。

在实施例中，鉴相器用于产生第k个输出

pdout(k)＝abs[z(k)+z(k+t)][abs(z(k))-abs(z(k+t))]

其中，t是码元间隔，z(k)是输入的码元样本。

在实施例中，均衡器包括主均衡器和定时恢复tr均衡器。

在实施例中，主均衡器和tr均衡器分别可在pam模式与dbpam模式之间切换。

在实施例中，主均衡器是自适应均衡器。

在实施例中，tr均衡器配置有标准性能设置和增强性能设置，在标准性能设置中，tr均衡器以与主均衡器相同的模式运行，在增强性能设置中，tr均衡器以pam模式运行而与主均衡器的模式无关。

在实施例中，主均衡器和tr均衡器包括抽头设置，该抽头设置是可更新的，并且其中，主均衡器用于将其抽头设置中的至少一些抽头设置作为抽头更新提供给tr均衡器。

在实施例中，主均衡器用于最初以pam模式运行，并且向tr均衡器提供一组抽头更新，随后以db-pam模式运行，并且如果tr均衡器处于pam模式，则不向tr均衡器提供更新。

在实施例中，tr均衡器用于使用一组默认抽头值，直到从主均衡器接收到第一抽头更新。

实施例可以包括连接的用于为tr均衡器提供慢抽头更新的微控制器。

在实施例中，数据传输系统包括光传输。

在实施例中，发送的信号是pam-n信号。

在实施例中，发送的信号是相干qam信号。

根据本发明的第二方面，提供了一种用于数据传输系统中的信号接收的定时恢复方法，该方法包括：

均衡接收的信号；以及

检测相位并使用均衡之后的接收的信号的绝对值生成时钟频点。

该方法可以包括对接收的每个码元执行单次加法、单次减法、以及单次乘法，以产生码元输出。

该方法可以包括将多个码元输出相加以提供相位检测和时钟频点。

该方法可以包括使用微控制器为tr均衡器提供慢抽头更新，以补偿慢信道变化。

除非另有定义，否则本文所用的所有技术和/或科学术语具有与本发明所属领域的普通技术人员通常理解的相同的含义。下面描述示例性方法和/或材料，尽管与本文所述的那些类似或等同的方法和材料可用于本发明的实施例的实践或测试。在冲突的情况下，以专利说明书(包括定义)为准。另外，材料、方法、以及示例仅是说明性的，而不是限制性的。

本发明的实施例的方法和/或系统的实施方式(在使用操作系统的一些情况下)可能涉及硬件、软件、或固件、或其组合。

例如，根据本发明的实施例的用于执行所选任务的硬件可以实现为芯片或电路。作为软件，根据本发明的实施例的所选任务可以实现为多个软件指令。

附图说明

在本文中通过仅示例的方式参考附图描述了本发明的一些实施例。现在具体详细参考附图，强调所示的细节是示例性的，并且是为了说明性地讨论本发明的实施例。在这点上，结合附图的描述使得如何实践本发明的实施例对本领域技术人员显而易见。

在附图中：

图1是光链路中的发射器的简化图；

图2是光链路中的接收器的简化图；

图3是示出可以由具有噪声的光链路使用的传递函数的简化图；

图4a至图4c是连接发射器以改善性能的三种不同方式；

图5是示出根据本发明实施例的光链路中的设备的简化框图；

图6是较详细示出了图5的设备的鉴相部分的简化框图；

图7是示出根据本发明实施例的时钟获取和抽头设置的过程的简化流程图；

图8是示出带宽受限系统中进入均衡器的接收的量化信号z的频谱的图，具体地，示出以下三个信号的频谱：进入均衡器之前的信号z，以及两个输出信号，即e-pam输出信号和e-dbpam信号；

图9是示出本发明的实施例的三种不同的pam格式，pam-4、pam-8、以及pam-16在一个单位间隔(ui)/码元周期上的定时误差检测器特性(tedc)的简化图；

图10是表示频率f/fs相对于功率谱密度(psd)的图，并因此示出由本发明的实施例生成的时钟频点；以及

图11是示出根据本发明的实施例处理75g波特pam-8实验数据时的结果的图。

具体实施方式

本发明在其一些实施例中涉及受强码间干扰影响的系统中的时钟提取，并且更具体地但非排他地，涉及ftnpam-n系统和相干qam系统中的定时。

本发明的实施例提供了一种用于pam-n传输系统中的时钟导出的方法，该传输系统由于系统电子部件和光学部件的带宽限制造成的isi而严重劣化。本发明的某些实施例可提供以下益处中的一个或多个：

1.根据本实施例的鉴相器可以每码元使用一个样本，这使得能够以非常低的复杂度并以非常高的波特率进行时钟提取。

2.实施例可能每码元仅需要两个加法器和一个乘法器。此外，可以忽略样本符号。

3.根据本实施例的鉴相器可以在对pam-n信号进行均衡的高速系统中实现定时。鉴相器可以使用其自己的短预均衡器，也可以从主均衡器获取输出，在主均衡器中对鉴相器采样相位进行了仔细的处理以避免不稳定的行为。

4.鉴相器可以被修改并用在诸如相干qam系统的其它系统中。

为了更好地理解本发明的一些实施例，如附图的图5至图11所示，在背景技术中已经参考了如图1至图4c所示的现有发射器和接收器系统的结构和操作。

在详细解释本发明的至少一个实施例之前，应当理解，本发明的应用不必限于在以下描述中阐述和/或在附图和/或示例中示出的部件和/或方法的构造和布置的细节。本发明能够有其它实施例或者以各种方式实践或执行。

在强带宽受限的系统中，高频处的信号频谱非常弱，但这些频率处的信号可以通过均衡来恢复。此外，系统可以控制isi，使得均衡器输出可以具有比发送的信号多的电平。一个示例是双二进制传输。在双二进制系统中，pam-n信号在均衡之后具有2n-1个电平。该信号具有弱的高频成分，但是可以在适当的tr算法中使用该信号以提取时钟频点。提取时钟频点也可以由米勒和穆勒鉴相器mmpd来完成。然而，mmpd会生成强的自抖动。

现在参考图5，示出了根据本实施例的定时恢复设备的简化框图，该定时恢复设备使用定时恢复均衡器在光数据传输系统中进行信号接收。

在图5中，标号62表示定时恢复均衡器，标号60表示鉴相器。鉴相器60的输出由滤波器64滤波，并且滤波后的输出提供本地振荡器vco66的输入以产生图10的时钟频点。

如图5所示，信号到达adc56，adc的输出被馈送到pam-dbpam主均衡器58。鉴相器60使用来自定时恢复(tr)均衡器62的信号。tr均衡器62可能比主均衡器58简单。主均衡器58和tr62可以以pam和dbpam这两种模式中的一种或两种模式工作。当主均衡器58以pam模式工作时，tr均衡器62可以也以pam模式工作。然而，当主均衡器58以dbpam模式工作时，tr均衡器62可以以在任一模式工作，并且注意到pam模式生成较少的抖动。

另一方面，在时变信道中，主均衡器58跟踪信道变化，并且可以通过改变均衡器抽头而周期性地将这些变化应用于tr均衡器中。可能需要注意tr抽头更新，以免使系统不稳定，具体地说，如果主均衡器58以dbpam模式工作，则tr均衡器抽头在pam模式下不能更新，从而出现问题。因此，在时变信道的情况下，建议两个均衡器以相同模式工作。虚线箭头68表示主均衡器58可以设置tr均衡器62的模式并可以提供抽头更新。

均衡器58、62可以均衡接收的信号并输出均衡信号。均衡器可以包括经由控制连接68连接在一起的两个均衡器部分或两个均衡器。均衡器58是主均衡器，均衡器62是定时恢复均衡器。

控制连接68允许主均衡器设置定时恢复均衡器的模式和/或抽头。

鉴相器60可以从定时恢复均衡器62接收均衡信号，并从均衡信号的绝对值生成时钟频点。时钟频点因此提供用于定时恢复的相位信息。

现在参考图6，图6是图5的设备的定时恢复和相位检测部分的asic实现的简化框图。在asic70中，数据在n个码元的块中并行处理，以实现波特率。因此，在单个asic时钟周期内执行n个pd72。tr滤波器74和vco76使用asic时钟来定时。作为插图78详细示出的pd具有有符号区域80，在符号区域80中，在求和器84对两个相邻样本求和。在无符号部分82中，数据符号是无关的，在减法器86执行一次减法，并且在乘法器88执行乘法。随后，n个输出在求和器90求和，并被馈送到tr滤波器74以使采样相位变化变得平滑。

因此，该设备可以具有n-1个鉴相器72以及包括加法器和乘法器的后续分支。主均衡器可以容易地具有30到200个抽头，并且可以适应当前情况。输出包含重构的信号。

tr均衡器可以具有比如五个抽头，并且在实施例中，这些抽头可以采用不变的默认值。如上所述，如果tr均衡器中的抽头将改变，则主均衡器之后的信号可能变得不稳定，因此保持tr抽头固定并在主均衡器执行改变是更容易的。例如，默认值可以在工厂设置，或者替代方案是从主均衡器取出五个抽头以获取时钟。这种过程只需执行一次。

在图6中，均衡信号由n个码元组成，或者更确切地说，由n个码元的块组成，其中n是等于或大于2的整数。鉴相器60、72包括用于输入的码元的(n-1)个加法器84、(n-1)个减法器86、以及(n-1)个乘法器88，以产生(n-1)个码元输出。通常，每个码元取一个样本。

通用加法器90可以将码元输出相加以生成鉴相器输出。

加法器84可以对码元样本的有符号部分80求和，减法器86可以对码元样本的无符号部分82求和。

鉴相器用于产生第k个输出

pdout(k)＝abs[z(k)+z(k+t)][abs(z(k))-abs(z(k+t))]

其中，t是码元间隔，z(k)是tr均衡器之后的码元样本。

如上所述，均衡器包括主均衡器和定时恢复tr均衡器。

在实施例中，主均衡器58和tr均衡器62各自在pam模式与dbpam模式之间切换。此外，主均衡器58可以是自适应均衡器。tr均衡器可以具有标准性能设置和增强性能设置，在标准性能设置中，tr均衡器以与主均衡器相同的模式运行，在增强性能设置中，tr均衡器以pam模式运行而与主均衡器的模式无关。控制连接68确保tr均衡器可以由主均衡器设置为适当的模式。

主均衡器58和tr均衡器72各自可以具有更新的抽头设置。如上所述，主均衡器58可以经由控制连接68将其抽头设置中的至少一些抽头设置作为抽头更新提供给tr均衡器。

更具体地说，主均衡器58最初可以以pam模式运行，并且向tr均衡器62提供一组抽头更新。随后主均衡器可以以db-pam模式运行，并且如果tr均衡器处于pam模式，则此时停止向tr均衡器提供更新。然而，如果主均衡器和tr均衡器均以db-pam模式运行，则主均衡器可以继续提供更新。

可以用一组默认抽头值来初始化tr均衡器，tr均衡器可以继续使用该组默认抽头值，直到从主均衡器接收到第一抽头更新。

定时恢复装置可以包括连接的用于为tr均衡器提供慢抽头更新的微控制器。

数据传输系统可以是光传输系统。

发送的信号例如可以是pam-n信号或相干qam信号。

现在参考图7，图7示出了根据本实施例的检测的启动过程，可以根据该过程设置和更新tr均衡器中的抽头。当需要增强的定时恢复(tr)性能但主均衡器碰巧以dbpam模式运行时，该启动过程可以经历以下过程：

起始/默认tr均衡器抽头用于获取100时钟。当tr工作良好时，即已经获取102时钟时，主均衡器在pam模式下开始更新104。

tr均衡器可以具有比主均衡器少的抽头。在这种情况下，主均衡器此时可以使用与tr均衡器相同数量的抽头。

在信道获取106之后，主均衡器将其抽头值发送到tr均衡器108。

一旦在tr均衡器更新了抽头，tr均衡器则工作一段时间以适应新的条件110。

当时钟稳定时，主均衡器切换到db模式112并执行抽头更新。从此时起，主均衡器不更新tr均衡器抽头。

因此，达到稳定的传输情况，并且从现在起，可以例如使用微控制器执行114慢更新，该微控制器跟踪诸如温度、老化等慢信道变化。可以适当小心地执行慢变化，以便保持系统稳定。

如图7所示，本实施例可提供一种数据传输系统中的信号接收的恢复方法。均衡接收的信号，并且检测均衡信号的相位以生成时钟频点。时钟频点可以使用均衡之后的接收的信号的绝对值。

该方法可以涉及对接收的信号进行采样，并且对接收的每个码元执行单次加法、单次减法、以及单次乘法，以产生码元输出。

该方法可以涉及将多个码元输出相加以提供相位检测，从而获得时钟频点。

相位检测可以包括产生第k个输出：

pdout(k)＝abs[z(k)+z(k+t)][abs(z(k))-abs(z(k+t))]

其中，t是码元间隔，z(k)是输入的码元样本。

现在参考图8，图8是示出带宽受限系统中进入均衡器的接收的量化信号z的频谱的图。具体地，图8示出了以下三个信号的频谱：进入均衡器之前的信号z，以及两个输出信号，即e-pam输出信号和e-dbpam信号。因此，信号z由两种均衡器均衡。第一个均衡器输出pam信号(e-pam)，而第二个均衡器输出dbpam信号(e-dbpam)。在这种情况下，因为第一(e-pam)均衡器增强了高频噪声，所以dbpam信号可以提供更好的误码率(biterrorrate，ber)性能。然而，对于pam重构信号，tr性能更好，并且实际上已知一些pd的性能随着pam电平数量的增加而降低。而且，mmpdpam8性能比mmpdpam4性能差。另外，没有判决的mmpd(意味着仅使用一种符号)可能导致不稳定的挂起区域(hangupregion)。更具体地说，采样相位可以在这种不稳定区域中跟踪一段时间，并且稍后到达稳定的采样点。因此允许简单地使用不稳定区域而不是停止。为了解释，考虑图9中的tedc的图，并且假设从0.2到0.8的tedc几乎为零。如果输入的样本在比如接近0.4的采样点，则采样相位到达位置0需要一段时间，其中0是稳定的采样点。如果没有这种不稳定的挂起区域，tr将迅速使采样点从位置0.4到达位置0。

本实施例使用鉴相器，该鉴相器的输出由下式描述

pdout(k)＝abs[z(k)+z(k+t)][abs(z(k))-abs(z(k+t))]

其中t表示码元周期。该方程使用绝对值函数abs以便提取时钟。输入信号处于或接近奈奎斯特(nyquist)频率，并且绝对值函数使该频率更清楚，并允许放大包含定时的频率。根据本公式的定时信息是从单个当前样本中提取的。现有技术系统试图使用平方或四次方，但是已经使用了基于其他样本的求和，因此使电路复杂化并增加了抖动。

现在参考图9，图9是示出三种不同的pam格式，pam-4、pam-8、以及pam-16在一个单位间隔(unitinterval，ui)/码元周期上的定时误差检测器特性(timingerrordetectorcharacteristic，tedc)的简化图。信号功率被归一化为1。可以看到tedc几乎不取决于pam格式，三种不同的pam格式实际上具有相同的响应。该函数是对称的并且具有正弦形状。tedc没有挂起区域。

本实施例的鉴相器生成如图10所示的时钟频点，图10是表示频率f/fs相对于功率谱密度(powerspectraldensity，psd)的图。时钟频点与噪声的比率与mmpd相比提高了若干db(取决于噪声和系统传递函数)。在具有强isi的信道中，并且当使用tr均衡器时，与基于每码元单个或两个样本的一些已知pd相比，本实施例的鉴相器可以提供改善的性能。

现在参考图11，图11示出了当处理75g波特pam-8实验数据时的结果(imdd设置)。21抽头ffe用于tr预均衡。tr回路设置为4mhz。示出了本实施例的pd的采样相位变化以及与现有技术的mmpd的比较。最大采样变化由mmpd加倍并且大于0.1ui(jpp，jitterpeak-to-peak，抖动峰到峰)。另一方面，本实施例的pd示出了不超过0.05ui(jpp)的变化。

可以预期，在从本申请成熟到专利的有效期内，将开发许多相关的光信道技术、均衡方案、以及降噪方案，并且信道速率和波特率将增加，本文给出的术语和速率的范围旨在先验地包括所有这些新技术。

术语“包括”、“包含”、“具有”及其变化形式表示“包括但不限于”。

术语“由……组成”表示“包括并且限于”。

除非上下文另有明确说明，否则本文所用的单数形式“一”、“一个”和“所述”包括复数含义。

应当理解，为了清楚起见，在单独实施例的上下文中描述的本发明的某些特征也可以在单个实施例中组合提供，并且本文应解释为如同明确地详细写出了这种单个实施例。相反，为了简洁起见，在单个实施例的上下文中描述的本发明的各种特征也可以单独地或以任何合适的子组合提供，或者在适合时在本发明的任何其它描述的实施例中提供，并且本文应解释为如同在本文中详细地明确阐述了这种单独实施例或子组合。

除非在没有那些元素的情况下实施例不起作用，否则在各种实施例的上下文中描述的某些特征不视为那些实施例的必要特征。

尽管已经结合本发明的具体实施例描述了本发明，但是显然，许多替换、修改、以及变型对于本领域技术人员来说是显而易见的。因此，本发明旨在包括所有这些落入所附权利要求的精神和宽范围内的替代、修改、以及变型。

本说明书中提及的所有出版物、专利、以及专利申请在本文中通过引用整体并入本说明书，其程度如同每个单独的出版物、专利、或专利申请被具体地和单独地指示通过引用并入本文。此外，本申请中任何参考文献的引用或标识不应解释为承认这些参考文献可作为本发明的现有技术。就使用节标题来说，节标题不应解释为必要限制。