非线性接收机、非对称补偿的判决反馈均衡电路及方法与流程

本发明涉及光通信领域，特别是涉及一种非线性接收机、非对称补偿的判决反馈均衡电路及方法。

背景技术：

伴随着5g的商用、物联网和人工智能等应用市场的崛起，光通信核心芯片作为万物互联有线链接领域的核心器件是未来发展的重点领域。

光通信接口芯片主要包括电转光和光转电部分，其中电转光是利用光器件驱动电路实现，将电信号转换为光信号。在此过程中由于发射端中光器件的非线性问题，会造成发射出来的光眼图出现严重非线性或失真，具体表现在眼图的非对称、上升时间和下降时间不一致、过冲或者下冲。在接收机从光眼图恢复出电信号的过程中，会因为光眼图的非线性而影响采样电路的时间裕量，导致出现大量误码。同时会造成时钟恢复电路恢复出来的时钟信号抖动过大，无法满足协议关于抖动容忍度的要求。甚至更严重的非线性会导致时钟恢复电路无法锁定。这对于整个光转换接口系统而言是不可接受的。

如图1所示为pam-2（或nrz）编码下经由激光器非线性产生的非对称光信号眼图，不同数据模式下，信号的上升下降时间不一致。信号从“1”到“0”的下降时间明显大于信号从“0”到“1”的上升时间。根据时钟恢复电路的原理，接收端信号采样时钟在眼图中间偏右的位置，从而关于采样时钟对称的左右两边时间裕量并非对称，有损系统的抖动容忍度。

如图2所示为pam-4编码下带有激光器非线性、噪声和码间串扰（isi，intersymbolinterference）的光信号眼图。眼图的非对称、上升时间和下降时间不一致、过冲或者下冲现象明显。

因此，如何减小激光器非线性对系统的影响已成为本领域技术人员亟待解决的问题之一。

技术实现要素：

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种非线性接收机、非对称补偿的判决反馈均衡电路及方法，用于解决现有技术中激光器非线性带来的眼图的非对称、上升时间和下降时间不一致、过冲或者下冲等问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种非对称补偿的判决反馈均衡方法，所述非对称补偿的判决反馈均衡方法至少包括：

获取激光器发射的光信号，将所述光信号转换为电信号；

获取所述电信号中当前数据的实际幅度，并基于所述当前数据的k个在先数据的电平及所述在先数据对应的反馈系数补偿所述当前数据，以得到所述当前数据的补偿幅度；

将所述当前数据的补偿幅度与判决阈值进行比较，以确定所述当前数据的电平；

其中，所述反馈系数为所述在先数据对所述当前数据幅度影响量的绝对值，k为正整数。

可选地，补偿所述当前数据的方法包括：依次获取所述当前数据的在先数据，当所述在先数据为高电平时，将所述当前数据的实际幅度减去所述在先数据对应的反馈系数；当所述在先数据为低电平时，将所述当前数据的实际幅度加上所述在先数据对应的反馈系数；以得到所述当前数据的补偿幅度。

更可选地，所述非对称补偿的判决反馈均衡方法进一步包括：获取各在先数据的电平，并基于各在先数据的电平，将各在先数据的电平与对应的反馈系数相乘后取反得到补偿值；将各补偿值相加后与所述当前数据的实际幅度相加，进而获得所述当前数据的补偿幅度。

更可选地，得到所述反馈系数的方法包括：所述激光器发射高电平脉冲，基于所述高电平脉冲的波形获得所述在先数据为高电平时对所述当前数据幅度影响量的绝对值；所述激光器发射低电平脉冲，基于所述低电平脉冲的波形获得所述在先数据为低电平时对所述当前数据幅度影响量的绝对值。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明还提供一种非对称补偿的判决反馈均衡电路，用于实现上述非对称补偿的判决反馈均衡方法，所述非对称补偿的判决反馈均衡电路至少包括：

数据输入模块，接收输入数据，并输出各数据的差分信号；

k个补偿模块，分别连接于所述数据输入模块的输出端，基于所述当前数据的在先数据的电平及所述在先数据对应的反馈系数补偿所述当前数据，以得到所述当前数据的补偿幅度；

比较模块，连接于所述数据输入模块的输出端，将所述当前数据的补偿幅度与判决阈值进行比较，以确定所述当前数据的电平；

k个触发模块，与各补偿模块一一对应，依次串联于所述比较模块的输出端，以依次获得所述当前数据的各在先数据的电平；

其中，k为正整数。

可选地，所述补偿模块包括第一补偿单元及第二补偿单元；所述第一补偿单元连接所述数据输入模块的反相输出端；所述第二补偿单元连接所述数据输入模块的正相输出端；所述第一补偿单元及所述第二补偿单元连接同一在先数据，并基于所述在先数据的电平择一导通所述第一补偿单元或所述第二补偿单元。

更可选地，所述第一补偿单元包括第一开关，所述第一开关的一端连接所述数据输入模块的反相输出端，另一端连接第一补偿电流；所述第二补偿单元包括第二开关，所述第二开关的一端连接所述数据输入模块的正相输出端，另一端连接第二补偿电流。

更可选地，所述第一补偿单元包括第一nmos管及第二nmos管，所述第一nmos管与所述第二nmos管的源极连接第一补偿电流，所述第一nmos管的漏极连接所述数据输入模块的反相输出端，所述第一nmos管的栅极连接所述在先数据的反相输出信号，所述第二nmos管的漏极接地，所述第二nmos管的栅极连接参考信号；所述第二补偿单元包括第三nmos管及第四nmos管，所述第三nmos管与所述第四nmos管的源极连接第二补偿电流，所述第三nmos管的漏极接地，所述第三nmos管的栅极连接所述参考信号，所述第四nmos管的漏极连接所述数据输入模块的正相输出端，所述第四nmos管的栅极连接所述在先数据的正相输出信号；所述参考信号介于所述在先数据的反相信号与正相信号之间。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明还提供一种非对称补偿的判决反馈均衡电路，用于实现上述非对称补偿的判决反馈均衡方法，所述非对称补偿的判决反馈均衡电路至少包括：

补偿模块，基于k个在先数据的序列对应的不同反馈系数的组合分别对当前数据的幅度进行补偿，并将补偿后的各数据锁存以作为下一当前数据的第一位在先数据；

选择模块，连接于所述补偿模块的输出端，基于所述补偿模块的各输出信号的在先数据的电平逐级确定各在先数据对应的反馈系数，进而确定补偿后所述当前数据的电平；

其中，k为正整数。

可选地，所述选择模块包括k级二选一单元及连接于各二选一单元后的触发器，各级二选一单元的数量依次呈2的指数倍递减，且任一二选一单元接收的数据的最先位在先数据的序列对应的反馈系数不同。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明还提供一种非线性接收机，所述非线性接收机至少包括：

连续时间线性均衡电路，接收激光器发射的光信号转换的电信号，并改善所述电信号的性能；

上述非对称补偿的判决反馈均衡电路，连接于所述连续时间线性均衡电路的输出端，对所述连续时间线性均衡电路输出的信号进行补偿；

时钟数据恢复电路，连接于所述非对称补偿的判决反馈均衡电路的输出端，用于恢复所述非对称补偿的判决反馈均衡电路的输出信号中的采样时钟及数据。

如上所述，本发明的非线性接收机、非对称补偿的判决反馈均衡电路及方法，具有以下有益效果：

本发明的非线性接收机、非对称补偿的判决反馈均衡电路及方法通过调整不同数据序列下的反馈系数补偿数据，克服非对称光眼图造成的采样电路时间裕量过小的问题，提高在不同工艺、电源电压和温度下的系统鲁棒性；同时，减小时钟恢复电路恢复出来采样时钟的抖动，进而降低系统误码率。

本发明的非线性接收机、非对称补偿的判决反馈均衡电路及方法除了在光电转换系统的应用，也可以克服高速接口电路中由于发射端(transmitter)驱动电路在产生输出信号过程中由于上拉(或下拉)阻抗不匹配引起的输出信号上升下降时间不等所致的接收机误码问题。

附图说明

图1显示为现有技术中pam-2（或nrz）编码下经由激光器非线性产生的非对称光信号眼图示意图。

图2显示为现有技术中pam-4编码下带有激光器非线性、噪声和码间串扰的光信号眼图示意图。

图3显示为码间干扰产生的原理示意图。

图4显示为本发明的非对称补偿的判决反馈均衡方法的流程示意图。

图5显示为本发明的在先数据为高电平时确定反馈系数的原理示意图。

图6显示为本发明的在先数据为低电平时确定反馈系数的原理示意图。

图7显示为本发明的眼图不对称的原理示意图。

图8显示为本发明的非对称补偿的判决反馈均衡方法的逻辑框图。

图9显示为本发明的非对称补偿的判决反馈均衡的一种实现方式。

图10显示为本发明的非对称补偿的判决反馈均衡的另一种实现方式。

图11显示为本发明的非对称补偿的判决反馈均衡的又一种实现方式。

图12显示为本发明的非线性接收机的结构示意图。

图13显示为本发明补偿后的眼图示意图。

元件标号说明

1非对称补偿的判决反馈均衡电路

11数据输入模块

12a~12c补偿模块

13比较模块

14a~14b触发模块

2非对称补偿的判决反馈均衡电路

21补偿模块

211第一补偿单元

211a第一比较器

211b第一触发器

22选择模块

221第一二选一单元

222第二二选一单元

223第五触发器

224第六触发器

225第三二选一单元

226第七触发器

3非线性接收机

4连续时间线性均衡电路

5非对称补偿的判决反馈均衡电路

6时钟数据恢复电路

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

请参阅图3~图13。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

实施例一

如图3所示，由于激光器的非线性特性，经过信道后的信号会发生畸变，观察非对称的信号波形可以发现，非对称的根源是不同数据序列的上升和下降时间不等所致。以当前数据dn为例，所述当前数据dn的波形存在上升快（相较于下降）下降慢（相较于上升）的特性，因此，当所述当前数据dn的波形变化延伸至与其临近的数据的采样时钟时，就会对与其临近的数据产生影响；当多个数据连续发送时，各数据之间的相互影响造成码间干扰，一旦干扰使得采样数据超出判决阈值范围，直接导致误码等问题。

如图4所示，本实施例提供一种非对称补偿的判决反馈均衡方法，用于补偿数据的非对称性，解决误码问题，所述非对称补偿的判决反馈均衡方法包括：

1）获取激光器发射的光信号，将所述光信号转换为电信号。

具体地，所述激光器发射的光信号通过信道传送至接收端，并通过接收端的光电转换装置转化为相应的电信号。

2）获取所述电信号中当前数据dn的实际幅度ampactual，并基于所述当前数据dn的k个在先数据的电平及所述在先数据对应的反馈系数补偿所述当前数据dn，以得到所述当前数据dn的补偿幅度ampcompensation，k为正整数。

具体地，基于所述当前数据dn的采样时钟对所述电信号进行采样，以获得所述当前数据dn的实际幅度ampactual。

具体地，再基于所述当前数据dn的在先数据的电平及所述在先数据对应的反馈系数补偿所述当前数据dn。当所述在先数据为高电平时，将所述当前数据dn的实际幅度ampactual减去所述在先数据对应的反馈系数；当所述在先数据为低电平时，将所述当前数据dn的实际幅度ampactual加上所述在先数据对应的反馈系数。在本实施例中，以所述当前数据dn的前两位在先数据为例，在实际使用中，可根据信道的脉冲响应特性设定用于补偿的在先数据的数量k，进而得到所述当前数据dn的补偿幅度ampcompensation。

更具体地，本实施例中获得所述反馈系数的方法如下，如图5所示，通过所述激光器发射一高电平脉冲，输入数据“…0001000…”，其中，数据dn为高电平，经过信道后采样时钟采样到其幅度为h0（图中各虚线位置对应各采样时钟的位置）。对于所述数据dn-1，其在后数据dn为高电平时对其影响为幅度增加h-1；对于数据dn+1，其在先数据dn为高电平时对其影响为幅度增大h1；对于数据dn+2，其在先数据dn为高电平时对其影响为幅度增大h2；据此，基于所述高电平脉冲的波形可获得在先数据为高电平时对所述当前数据幅度影响，并将对应的幅度影响量的绝对值作为在先数据为高电平时对当前数据的反馈系数。同样地，如图6所示，通过所述激光器发射一低电平脉冲，输入数据“…1110111…”，其中，数据dn为低电平，经过信道后采样时钟采样到其幅度为h’0。对于所述数据dn-1，其在后数据dn为低电平时对其影响为幅度减小h’-1；对于数据dn+1，其在先数据dn为低电平时对其影响为幅度减小h’1；对于数据dn+1，其在先数据dn为低电平时对其影响为幅度减小h’2；据此，基于所述低电平脉冲的波形可获得在先数据为低电平时对所述当前数据幅度影响，并将对应的幅度影响量的绝对值作为在先数据为低电平时对当前数据的反馈系数。

进一步地，如图7所示，在非对称的信号眼图中，采样时钟（其中，sc1及sc3为信号沿采样时钟、sc2及sc4为信号幅度采样时钟）处的信号高低电位幅度并不关于比较器的判决阈值vth对称，因此，一般情况下，同一在先数据的序列对应的反馈系数的值不相等（不排除两者相等的情况），即h1不等于h’1，h2不等于h’2。

需要说明的是，本实施例为了说明原理，仅以高电平脉冲及低电平脉冲为例，在实际使用中，可根据激光器的其它特性对反馈系数做相应的调整，在此不一一赘述。

3）将所述当前数据dn的补偿幅度ampcompensation与判决阈值vth进行比较，以确定所述当前数据dn的电平。

具体地，当所述当前数据dn的补偿幅度ampcompensation小于所述判决阈值vth时，判定所述当前数据dn为低电平；当所述当前数据dn的补偿幅度ampcompensation大于所述判决阈值vth时，判定所述当前数据dn为高电平。

如图8所示，作为本实施例的一种实施方式，本发明的非对称补偿的判决反馈均衡方法的逻辑如下：

具体地，通过延时获取各在先数据的电平，并基于各在先数据的电平，将各在先数据的电平与对应的反馈系数相乘后取反得到补偿值。w1,0=-h’1…wj-1,0=-h’j-1，wj,0=-h’j，w1,1=-h1…wj-1,1=-hj-1，wj,1=-hj。

具体地，将各补偿值相加后与所述当前数据dn的原始信号xk相加，进而获得所述当前数据dn补偿后的信号zk，将所述当前数据dn补偿后的信号zk与所述判决阈值vth比较后得到数据值dk，进而确定所述当前数据的电平；同时，将当前数据的电平作为下一数据的在先数据。

下表给出补偿前后的实例，以说明本发明的效果：

dn-1dn-1dn-1dn-1h1h’1h2h’2ampactualampcompensationdata

11110.350.50.1650.12510.4851

11-110.350.50.1650.1250.14-0.4850

-1-11-10.350.50.1650.125-0.030.4851

-1-1-1-10.350.50.1650.125-1.11-0.4851

（1）假设发射端发送数据为“1111”，各数据的电平分别为1111（其中1表示高电平），对于当前数据dn，经过信道后的实际幅度ampactual为1，由于判决阈值vth为0，未经补偿的判决结果正确；经补偿后，补偿幅度ampcompensation满足：

ampcompensation=ampactual+dn-1*(-h1)+dn-2*(-h2)=1-1*0.35-1*0.165=0.485，

则，由于判决阈值vth为0，最终判决数据data为“1”，补偿后的判决结果正确。

（2）假设发射端发送数据为“1101”，各数据的电平分别为11-11（其中1表示高电平，-1表示低电平），对于当前数据dn，经过信道后的实际幅度ampactual为0.14，由于判决阈值vth为0，未经补偿的判决结果错误；经补偿后，补偿幅度ampcompensation满足：

ampcompensation=ampactual+dn-1*(-h1)+dn-2*(-h2)=0.14-1*0.5-1*0.125=-0.485，

则，由于判决阈值vth为0，最终判决数据data为“0”，补偿后的判决结果正确。

（3）假设发射端发送数据为“0010”，各数据的电平分别为-1-11-1（其中1表示高电平，-1表示低电平），对于当前数据dn，经过信道后的实际幅度ampactual为-0.03，由于判决阈值vth为0，未经补偿的判决结果错误；经补偿后，补偿幅度ampcompensation满足：

ampcompensation=ampactual+dn-1*(-h’1)+dn-2*(-h’2)=-0.03+1*0.35+1*0.165=0.485，

则，由于判决阈值vth为0，最终判决数据data为“1”，补偿后的判决结果正确。

（4）假设发射端发送数据为“0000”，各数据的电平分别为-1-1-1-1（其中-1表示低电平），对于当前数据dn，经过信道后的实际幅度ampactual为-1.11，由于判决阈值vth为0，未经补偿的判决结果正确；经补偿后，补偿幅度ampcompensation满足：

ampcompensation=ampactual+dn-1*(-h’1)+dn-2*(-h’2)=-1.11+1*0.5+1*0.125=-0.485，

则，由于判决阈值vth为0，最终判决数据data为“0”，补偿后的判决结果正确。

由上例可以看出，未经补偿前信号实际幅度是非对称的，ampactual最大为1，最小为-1.11。经过补偿之后实现了信号幅度的对称，ampcompensation最大为0.485，最小为-0.485。

由此可见，未补偿的数据误码率远高于补偿后的数据误码率，经本发明的非对称补偿的判决反馈均衡方法补偿后，可最大程度还原数据，克服非对称光眼图造成的采样电路时间裕量过小的问题，提高在不同工艺、电源电压和温度下的系统鲁棒性；同时，减小时钟恢复电路恢复出来采样时钟的抖动，进而降低系统误码率。

需要说明的，本实施例仅作为一种示例，在实际应用中，当前数据对其前后数据的影响幅度及影响数据的数量以实际信道传输特性为准，不以本实施例为限。

需要说明的，本发明适用于任意脉幅调制(pam-n)编码方案（比如pam-2、pam-4、pam-8等等），同时适用于任意速率架构的接收机采样架构，比如全速采样，半速采样和四分之一速率采样。

实施例二

如图9及图10所示，本实施例提供一种非对称补偿的判决反馈均衡电路1，用于实现实施例一的非对称补偿的判决反馈均衡方法，所述非对称补偿的判决反馈均衡电路1包括：

数据输入模块11，k个补偿模块，比较模块13及k个触发模块14。

如图9及图10所示，所述数据输入模块11接收输入数据vin，并输出各数据的差分信号；

具体地，所述数据输入模块11包括第一差分输入对管ndif1及第二差分输入对管ndif2，所述第一差分输入对管ndif1及所述第二差分输入对管ndif2的栅极连接所述输入数据vin；所述第一差分输入对管ndif1及所述第二差分输入对管ndif2的源极分别连接一电流源，所述第一差分输入对管ndif1及所述第二差分输入对管ndif2的源极经由第一电阻r1相连；所述第一差分输入对管ndif1及所述第二差分输入对管ndif2的漏极分别连接一负载（分别记为rl1及rl2）；所述第一差分输入对管ndif1及所述第二差分输入对管ndif2的漏极输出各输出的差分信号。

如图9及图10所示，各补偿模块分别连接于所述数据输入模块11的输出端，基于所述当前数据dn的在先数据的电平及所述在先数据对应的反馈系数补偿所述当前数据，以得到所述当前数据的补偿幅度。

具体地，在本实施例中，所述补偿模块包括3个，记为第一补偿模块12a、第二补偿模块12b及第三补偿模块12c，分别基于与所述当前数据dn临近的三位在先数据进行补偿。各补偿模块的结构相同，提供的反馈系数不同。本实施例仅以所述第一补偿模块12a为例说明各补偿模块的结构，所述第一补偿模块12a包括第一补偿单元及第二补偿单元。所述第一补偿单元连接所述数据输入模块11的反相输出端，所述第二补偿单元连接所述数据输入模块11的正相输出端，所述第一补偿单元及所述第二补偿单元连接所述当前数据dn的第三位在先数据dn-3，并基于所述第三位在先数据dn-3的电平择一导通所述第一补偿单元或所述第二补偿单元，使得反馈系数补偿到所述当前数据dn的原始信号上。

更具体地，作为本实施例的一种实现方式，如图9所示，所述第一补偿单元包括第一开关k1，所述第一开关k1的一端连接所述数据输入模块11的反相输出端，另一端连接第一补偿电流i3,0，所述第一补偿电流i3,0为所述第三位在先数据dn-3为低电平时反馈系数对应的补偿电流；所述第二补偿单元包括第二开关k2，所述第二开关k2的一端连接所述数据输入模块11的正相输出端，另一端连接第二补偿电流i3,1，所述第二补偿电流i3,1为所述第三位在先数据dn-3为高电平时反馈系数对应的补偿电流。

更具体地，作为本实施例的另一种实现方式，如图10所示，所述第一补偿单元包括第一nmos管n1及第二nmos管n2，所述第一nmos管n1与所述第二nmos管n2的源极连接第一补偿电流i3,0，所述第一nmos管n1的漏极连接所述数据输入模块11的反相输出端，所述第一nmos管n1的栅极连接所述第三位在先数据dn-3的反相输出信号，所述第二nmos管n2的漏极接地，所述第二nmos管n2的栅极连接参考信号vcm。所述第二补偿单元包括第三nmos管n3及第四nmos管n4，所述第三nmos管n3与所述第四nmos管n4的源极连接第二补偿电流i3,1，所述第三nmos管n3的漏极接地，所述第三nmos管n3的栅极连接所述参考信号vcm，所述第四nmos管n4的漏极连接所述数据输入模块11的正相输出端，所述第四nmos管n4的栅极连接所述第三位在先数据dn-3的正相输出信号；所述参考信号vcm介于所述在先数据的反相信号与正相信号之间。各补偿模块的结构相同，在此不一一赘述。

如图9及图10所示，所述比较模块13连接于所述数据输入模块11的输出端，将所述当前数据dn的补偿幅度ampcompensation与判决阈值vth进行比较，以确定所述当前数据dn的电平。

具体地，当所述当前数据dn的补偿幅度ampcompensation小于所述判决阈值vth时，判定所述当前数据dn为低电平；当所述当前数据dn的补偿幅度ampcompensation大于所述判决阈值vth时，判定所述当前数据dn为高电平。

具体地，经过所述比较模块13后所述当前数据dn作为后一数据的第一位在先数据。

如图9~图10所示，各触发模块与各补偿模块一一对应，依次串联于所述比较模块13的输出端，以依次获得所述当前数据dn的各在先数据的电平。

具体地，在本实施例中，包括第一触发模块14a及第二触发模块14b，依次经过各触发模块将补偿后数据作为在后数据的在先数据，用于在后数据的补偿。

实施例三

如图11所示，本实施例提供一种非对称补偿的判决反馈均衡电路2，用于实现实施例一的非对称补偿的判决反馈均衡方法，所述非对称补偿的判决反馈均衡电路2包括：

补偿模块21及选择模块22。

如图11所示，所述补偿模块21接收输入数据vin，基于k个在先数据的序列对应的不同反馈系数的组合分别对当前数据的幅度进行补偿，并将补偿后的各数据锁存以作为下一当前数据的第一位在先数据。

具体地，所述补偿模块21包括2^k路补偿单元，每一路补偿单元均包括一比较器及一触发器，各比较器接收所述输入数据vin及各在先数据的序列对应的反馈系数的一种组合，并实现补偿。本实施例以第一补偿单元211为例，且本实施例以基于两位在先数据进行补偿为例，如图11所示，所述第一补偿单元211包括第一比较器211a及第一触发器211b，所述第一比较器接收所述输入数据vin，所述第一在先数据为高电平对应的反馈系数的相反数w1,1及所述第二在先数据为高电平对应的反馈系数的相反数w2,1（在实际使用中，可将反馈系数的相反数替换为各反馈系数，通过内部符号的调整实现相同的逻辑关系），并据此对所述当前数据dn进行补偿，得到临近的两位在先数据均为高电平时的补偿信号dn,1,1；经过所述第一触发器211b后，补偿信号作为后一数据的第一位在先数据。其它各补偿单元接收的反馈系数为两位在先数据反馈系数的不同组合，在此不一一赘述。

如图11所示，所述选择模块22连接于所述补偿模块21的输出端，基于所述补偿模块21的各输出信号的在先数据的电平逐级确定各在先数据对应的反馈系数，进而确定补偿后所述当前数据的电平。

具体地，所述选择模块22包括k级二选一单元及连接于各二选一单元后的触发器，各二选一单元的数量依次呈2的指数倍递减，且任一二选一单元接收的数据的最先位在先数据的序列对应的反馈系数不同。在本实施例中，包括2级二选一单元；第一级二选一单元包括第一二选一单元221及第二二选一单元222，第二级二选一单元包括第三二选一单元225。所述第一二选一单元221接收的输入数据的第一位在先数据的序列对应的反馈系数相同，第二位在先数据的序列对应的反馈系数不同，基于所述第一二选一单元221接收的输入数据的第二位在先数据的电平确定第二位在先数据的序列对应的反馈系数，并通过第五触发器223输出；同理，所述第二二选一单元222选中的数据通过第六触发器224输出。所述第三二选一单元225连接于所述第五触发器223及所述第六触发器224的输出端，基于所述第三二选一单元225接收的输入数据的第一位在先数据的电平确定第一位在先数据的序列对应的反馈系数，并通过第七触发器226输出，得到各反馈系数确定的补偿信号。

需要说明的是，实施例一的非对称补偿的判决反馈均衡方法的实现方式包括但不限于实施例二及实施例三的方式，在此不一一赘述。

实施例四

如图12所示，本实施例提供一种非线性接收机3，所述非线性接收机3包括：

连续时间线性均衡电路4（ctle），非对称补偿的判决反馈均衡电路5（adfe，asymmetricdecisionfeedbackequalization）及时钟数据恢复电路6（cdr，clockdatarecovery）。

如图12所示，所述连续时间线性均衡电路4接收激光器发射的光信号转换的电信号，并改善所述电信号的性能。

具体地，所述连续时间线性均衡电路4在传输损耗较大的链路，可有效的改善接收端眼图的性能。

如图12所示，所述非对称补偿的判决反馈均衡电路5连接于所述连续时间线性均衡电路4的输出端，对所述连续时间线性均衡电路4输出的信号进行补偿。

具体地，所述非对称补偿的判决反馈均衡电路5基于实施例一的方法对数据进行补偿，其实现放肆包括但不限于实施例二及实施例三。

如图13所示，经过本发明的非对称补偿的判决反馈均衡电路5输出的补偿之后的信号眼图，其有效眼高和眼宽都有所增大，信号非决定性抖动减小，有利于时钟恢复电路的采样判断和锁定，降低了接收机的误码，提高了整个光电转换接口系统的鲁棒性。

如图12所示，所述时钟数据恢复电路6连接于所述非对称补偿的判决反馈均衡电路5的输出端，用于恢复所述非对称补偿的判决反馈均衡电路5的输出信号中的采样时钟及数据。

综上所述，本发明提供一种非线性接收机、非对称补偿的判决反馈均衡电路及方法，包括获取激光器发射的光信号，将所述光信号转换为电信号；获取所述电信号中当前数据的实际幅度，并基于所述当前数据的k个在先数据的电平及所述在先数据对应的反馈系数补偿所述当前数据，以得到所述当前数据的补偿幅度；将所述当前数据的补偿幅度与判决阈值进行比较，以确定所述当前数据的电平；其中，所述反馈系数为所述在先数据对所述当前数据幅度影响量的绝对值，k为正整数。本发明的非线性接收机、非对称补偿的判决反馈均衡电路及方法通过调整不同数据序列下的反馈系数补偿数据，克服非对称光眼图造成的采样电路时间裕量过小的问题，提高在不同工艺、电源电压和温度下的系统鲁棒性；同时，减小时钟恢复电路恢复出来采样时钟的抖动，进而降低系统误码率。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。