两时域分量等功率加权变换实现信号时频域能量平均化的方法与流程

本发明属于无线通信技术领域，具体涉及使用两时域分量等功率加权变换迭代方法实现信号时频域能量平均化的方法。

背景技术：

在频选信道下，传统单载波信号由于其频域能量均匀分布，性能较好。在时选信道下，传统的多载波由于其在时域能量分布均匀，性能较好。经典的混合载波系统是基于四项加权分数傅立叶变换理论实现的。可以实现信号时域能量(时域和时域翻转分量之和)等于信号频域能量(频域和频域翻转分量之和)，这种信号能量分布在双选信道下误码率性能较好。为了使信号时频域四项能量都相等，马聪提出了：公开号为：cn108833326a的《多分量功率平均的广义混合载波传输方法》。在此基础上为了适应不同的信道，马聪提出了公开号为：cn：108924077a的《广义混合载波系统时间选择性衰落信道下的传输方法》()和公开号为：cn：108737317a的《广义混合载波频选信道传输方法》。

经典的四项加权分数傅里叶变换可以表示为如下形式为：

通过放宽经典四项加权分数傅里叶变换的约束条件，仅满足变换可逆性和能量不变性，马聪提出了两时域分量等功率加权变换，其定义形式如下：

其正、逆变换加权系数分别通过如下公式计算：

[z0z1z2z3]为中间变量：

θi满足：或

通过公式可以看出，两时域分量等功率加权变换，是对时域信号分量及其时域反转分量加权求和，且由于加权系数模的平方均为原时域信号分量和时域反转分量功率相等，频域分量功率为0，因为只传输时域分量信号，所以信号能量在频域分布均匀，频域的一个频点的深衰落造成的符号能量的损失将平均分配到每一个时域信源符号中，时域每个符号的平均信噪比较高，因此在频选信道下可以获得较好的性能。同样的，对于两频域分量等功率变换，将时域分量能量置零，频域分量和频域反转分量均为此时只传输多载波分量信号，信号能量在时域是均匀分布的，时域的深衰落损失的能量可以平均分配到每一个频域信源符号上，因此在时选信道下性能较好。

两时域分量变换引入自身反信号进行等功率加权叠加，当时域存在一点衰落时，时域分量和时域翻转分量在同一个位置处的符号能量受到损失，虽然在同一位置，但是其对应着两个不同的符号，经过反变换之后，衰落的符号可以得到一半的能量补偿，因此提高了信号对抗时选信道的性能。通过对变换后后一半长度的符号进行倒序排列，使其相同的符号在时域上除不动点外的符号均间隔相等。下面提到的所有两时域分量等功率变换后均做了这样后处理。为了简单，下面简称两时分量加权变换。

两时域分量加权变换实现时间分集原理如图1所示。

为了适应不同的信道，提出了许多混合载波方案。基于四项加权的分数傅里叶变换混合多载波系统，可以同时传输时域分量和频域分量来对抗双选信道，并且可以通过调整信号时域和频域分量能量的分配来匹配不同的信道以提升系统性能，实现单载波和多载波传输的转换。由上面的分析可知，时域能量平均化可以有效的对抗时选信道，频域能量的平均化可以有效的对抗频选信道，然而，可以观察到，无论怎样设计时域分量和频域分量的功率占比，都不可能同时在现有的混合载波系统中同时实现时域和频域能量高度平均化。

倘若一个信号时频域具有均匀分布的性质，那么其经过频选，时选以及双选信道，其每个符号上损失的能量最小，时频域信道衰落造成的能量损失将在每个符号上均匀分布。

技术实现要素：

本发明是为了实现一种时频域能量均匀分布的信号，使其在时选、频选以及双选信道下均有很好的误比特率性能，从而提供一种基于两时域分量等功率加权变换的时频域能量平均化信号传输方法。

基于两时域分量等功率加权变换的时频域能量平均化信号传输方法它是频域分集时间分集ofdm系统下的基于两时域分量等功率加权变换的时频域能量平均化信号传输方法：

其信号发射方法包括以下步骤：

步骤一、将原始基带符号进行基带调制，获得调制信号；

步骤二、将步骤一获得调制信号进行串并转换；获得并行信号；

步骤三、将步骤一获得的并行转换后信号进行等功率两时域分量加权变换迭代操作，获得迭代操作后信号；

步骤四、将步骤三获得的迭代操作后信号进行n点ifft变换，获得n点ifft变换后信号；

步骤五、将步骤四获得的n点ifft变换后信号进行并串转换；获得串行信号；

步骤六、将步骤五获得的串行信号进行加cp操作，获得加cp后的信号；

步骤七、将步骤六获得的加cp后的信号进行时隙扩展，获得时隙扩展操作后的信号；

步骤八、将步骤七获得的时隙扩展操作后的信号进行数/模转换及上变频处理后通过天线发送至信道；

其信号接收方法包括以下步骤：

步骤九、将接收到的射频信号进行下变频处理及模/数转换，获得数字基带信号；

步骤十、将步骤九获得的数字基带信号经过两时分量反变换提取对应时隙，获得不同时隙信道增益；去掉cp，获得去掉cp后的信号；

步骤十一、将步骤十获得的去掉cp后的信号进行mmse时域均衡操作，获得mmse时域均衡操作后的信号

步骤十二、将步骤十一获得的去掉cpmmse时域均衡操作后的信号进行串并转换，获得并行信号；

步骤十三、将步骤十二获得的并行信号做fft处理，获得频域信号；

步骤十四、将步骤十三获得的频域信号做等功率两时域分量加权变换拟迭代，恢复出原始基带符号，完成一次基于两时域分量等功率加权变换的时频域能量平均化信号传输。

基于两时域分量等功率加权变换的时频域能量平均化信号传输方法它是时域能量均匀化时间分集的单载波系统下的基于两时域分量等功率加权变换的时频域能量平均化信号传输方法：

其信号发射方法包括以下步骤：

步骤一、将原始基带符号进行基带调制，获得调制信号；

步骤二、将步骤一获得的调制信号进行等功率两时域分量加权变换迭代操作，获得迭代操作后信号；

步骤三、将步骤一获得的并行转换后信号进行等功率两时域分量加权变换迭代操作，获得数/模转换及上变频处理后通过天线发送至信道；

步骤四、将步骤三获得的迭代操作后信号进行时隙扩展，获得时隙扩展操作后的信号；

步骤五、将步骤四获得的时隙扩展操作后的时隙扩展操作后的信号进行数/模转换及上变频处理后通过天线发送至信道；

其信号接收方法包括以下步骤：

步骤六、将接收到的射频信号进行下变频处理及模/数转换，获得数字基带信号；

步骤七、将步骤六获得的数字基带信号进进行mmse时域均衡操作，获得mmse时域均衡操作后的信号；

步骤八、将步骤七获得的mmse时域均衡操作后的信号进行时隙提取操作，获得时隙提取后的信号；

步骤九、将步骤八获得的时隙提取后的信号进行两时间分量加权变换逆迭代操作，获得逆迭代操作后的信号；

步骤十、将步骤九获得的逆迭代操作后的信号进行基带解调，恢复出原始基带符号，完成一次基于两时域分量等功率加权变换的时频域能量平均化信号传输。

本发明取得的有益效果：本发明提出了对频域信号做两时分量变换不断迭代，实现信号的频域分集，利用迭代算法使时频域符号能量均匀化，提出了一种有效的迭代算法，其运算复杂度为o(nlog2(n))，将其应用到单载波和ofdm系统中。应用到传统单载波中，有效的提高了其抗时域深衰落的能力，应用到多载波中，有效的提高了其抗频域深衰落的能力，提高了两者在双选信道下的传输性能。本质上这种变换迭代技术可以视为对信源进行的一种编码技术，并未改变编码速率和增加过多的复杂度，实现了有效的性能提升。该方案适用范围广泛，不仅适用于单载波体制，也适用于多载波体制，也适用于混合载波体制。此外由于可以任意调整迭代过程中的系数，也可以用来提升信息的安全性。

附图说明

图1是本发明背景技术中所述的两时域分量加权变换实现时间分集原理示意图；

图2是本发明的频域分集时间分集ofdm系统下的基于两时域分量等功率加权变换的时频域能量平均化信号传输方法信号传输原理示意图；

图3是本发明时域能量均匀化时间分集的单载波系统下的基于两时域分量等功率加权变换的时频域能量平均化信号传输方法的信号传输原理示意图；

图4是原始符号发送端迭代流程示意图；

其中：blockk，i为发送端第k级第i路迭代模块；

图5是发送端blockk，i模块处理流程；

其中：n为子载波个数，k＝1，2，...，log2(n)，表示blockk，i的输入，第一级的输入为原始信号；表示blockk，i的输出。w0，k，w1，k为加权系数，不同的blockk，i可采用不同的加权系数；半符号块反转目的是实现符号能量分配距离的平均化。

图6是本发明的接收端逆变换迭代流程示意图；

其中：block_invk，i为:接收端第k级第i路迭代模块模块；

k＝1，2，...，log2(n)，i＝1，2，...，2^k-1，[w0，k]^-1、[w1，k]^-1表示逆变换系数；输入输出与blockk，i模块相反；

图7是经过两级迭代后信号信息分布变化示意图(以输入信号长度＝8为例)。

图8单纯频选信道(信道1)下各信号的ber性能仿真示意图；(以下仿真结果图均设原始信号长度为128点)。

其

图9单纯时选信道(信道2)下各信号的ber性能仿真示意图；

图10是双选信道下各信号的ber性能仿真示意图；

图11信道4下ofdm系统迭代次数对性能的影响示意图；(以128个载频为例)；

图12是单载波和ofdm迭代4次和6次在频选信道下性能仿真示意图；

图13是单载波和ofdm迭代4次和6次在时选信道下性能仿真示意图；

图14是单载波和ofdm迭代4次和6次在双选信道下性能仿真示意图；

具体实施方式

具体实施方式一、结合图2说明本具体实施方式，基于两时域分量等功率加权变换的时频域能量平均化信号传输方法，它是频域分集时间分集ofdm系统下的基于两时域分量等功率加权变换的时频域能量平均化信号传输方法：

其信号发射方法包括以下步骤：

步骤一、将原始基带符号进行基带调制，获得调制信号；

步骤二、将步骤一获得调制信号进行串并转换；获得并行信号；

步骤三、将步骤一获得的并行转换后信号进行等功率两时域分量加权变换迭代操作，获得迭代操作后信号；

步骤四、将步骤三获得的迭代操作后信号进行n点ifft变换，获得n点ifft变换后信号；

步骤五、将步骤三获得的n点ifft变换后信号进行并串转换；获得串行信号；

步骤六、将步骤五获得的串行信号进行加cp操作，获得加cp后的信号；

步骤七、将步骤六获得的加cp后的信号进行时隙扩展，获得时隙扩展操作后的信号；

步骤八、将步骤七获得的时隙扩展操作后的信号进行数/模转换及上变频处理后通过天线发送至信道；

其信号发射接收方法包括以下步骤：

步骤九、将接收到的射频信号进行下变频处理及模/数转换，获得数字基带信号；

步骤十、将步骤九获得的数字基带信号经过两时分量反变换提取对应时隙，获得不同时隙信道增益；去掉cp，获得去掉cp后的信号；

步骤十一、将步骤十获得的去掉cp后的信号进行mmse时域均衡操作，获得mmse时域均衡操作后的信号

步骤十二、将步骤十一获得的去掉cpmmse时域均衡操作后的信号进行串并转换，获得并行信号；

步骤十三、将步骤十一获得的并行信号做fft处理，获得频域信号；

步骤十四、将步骤十三获得的频域信号做等功率两时域分量加权变换拟迭代，恢复出原始基带符号，完成一次基于两时域分量等功率加权变换的时频域能量平均化信号传输。

本发明的目的是实现一种时频域能量均匀分布的信号，使其在时选、频选以及双选信道下均有很好的误比特率性能。本发明为解决上述技术问题采取的技术方案是：利用两时域分量等功率变换迭代模块处理ofdm频域信源实现频率分集，提高其在频选信道和双选信道下的性能；利用两时域分量等功率变换迭代模块处理sc时域信源对抗时域衰落提高其在时选信道和双选信道下的性能。

传统的两时间分量变换是对时域信号进行一次变换处理。实际大多数系统是数字系统，信源符号是一个个离散的采样点，因此可以对ofdm做ifft之前的频域信号进行两时域分量加权变换，经过变换的离散点在频域上便实现了分集，通过反复迭代，不断提高频域分集程度，使频域符号在尽可能多的子载波上进行传输。

本发明以经典的多载波ofdm系统为框架，利用两时域分量等功率变换实现频率分集，极大的提高其在频率选择性信道下的传输性能。传输系统框图如图1。所述传输系统的发送端包括：基带信号调制、串并转换、两时域分量加权变换迭代模块、n点ifft(设子载波个数为n＝2^m)、并串转换模块、加cp、时隙扩展模块、d/a变换及上变频模块；所述传输系统的接收端包括下变频及a/d变换模块、时隙提取模块、去cp、mmse时域均衡模块、串并转换模块、n点ifft模块、两时域分量加权反变换迭代模块、并串转换模块；

在发送端，基带二进制码元通过调制模块，输出调制符号可以看作频域符号；通过s/p模块将高速串行数据流转化为并行低速数据流，一个符号映射一个子载波，共有n＝2^m个子载波，每一个ofdm符号持续的时间变为原来的n倍(不考虑cp)，提高了抗多径能力；通过两时域分量加权变换迭代模块，对频域信号进行m-1次迭代，提高频域符号能量的均匀程度；ifft模块，实现基带子载波的映射，输出信号可以视为时域信号，通过ifft变换，频域信道的能量均匀的分布在时域，即时域每一个离散点包含所有频域离散点的一部分能量；进行串并转换；加入cp，以消除isi的同时牺牲了频谱效率，信道冲激响应与信号的卷积变为循环卷积，可以简化接收端的均衡；为了继续提升信号传输性能，通过对时域信号补自身等长度的0之后做两时分量变换实现时间分集。最后通过d/a模块及上变频模块通过天线发送信号。

在接收端采用相应的逆过程。将接收到的射频信号进行下变频，再经过a/d转换得到数字基带信号；经过两时分量反变换提取对应时隙，获得不同时隙信道增益；去掉cp；经过mmse时域均衡模块，弥补信道畸变，得到发送信号的最小均方误差估计作为接收信号。则接收信号相对于发送信号的能量损失最小。此时，能量损失分配越平均获得的性能越好；s/p模块后做fft，得到频域信号；在对频域对信号做两时域分量加权变换拟迭代，恢复原始基带符号。

该发明的有益效果：提出对频域信号做两时分量变换不断迭代，实现信号的频域分集，利用迭代算法使时频域符号能量均匀化，提出了一种有效的迭代算法，其运算复杂度为o(nlog2(n))，并将其应用到单载波和ofdm系统中。应用到传统单载波中，有效的提高了其抗时域深衰落的能力，应用到多载波中，有效的提高了其抗频域深衰落的能力，提高了两者在双选信道下的传输性能。本质上这种变换迭代技术可以视为对信源进行的一种编码技术，并未改变编码速率和增加过多的复杂度，实现了有效的性能提升。该方案适用范围广泛，不仅适用于单载波体制，也适用于多载波体制，也适用于混合载波体制。此外由于可以任意调整迭代过程中的系数，也可以用来提升信息的安全性。

具体实施方式二、、结合图3说明本具体实施方式，基于两时域分量等功率加权变换的时频域能量平均化信号传输方法，它是时域能量均匀化时间分集的单载波系统下的基于两时域分量等功率加权变换的时频域能量平均化信号传输方法：

其信号发射方法包括以下步骤：

步骤一、将原始基带符号进行基带调制，获得调制信号；

步骤二、将步骤一获得的调制信号进行等功率两时域分量加权变换迭代操作，获得迭代操作后信号；

步骤三、将步骤一获得的并行转换后信号进行等功率两时域分量加权变换迭代操作，获得数/模转换及上变频处理后通过天线发送至信道；

步骤四、将步骤三获得的迭代操作后信号进行时隙扩展，获得时隙扩展操作后的信号；

步骤五、将步骤四获得的时隙扩展操作后的时隙扩展操作后的信号进行数/模转换及上变频处理后通过天线发送至信道；

其信号接收方法包括以下步骤：

步骤六、将接收到的射频信号进行下变频处理及模/数转换，获得数字基带信号；

步骤七、将步骤六获得的数字基带信号进进行mmse时域均衡操作，获得mmse时域均衡操作后的信号；

步骤八、将步骤七获得的mmse时域均衡操作后的信号进行时隙提取操作，获得时隙提取后的信号；

步骤九、将步骤八获得的时隙提取后的信号进行两时间分量加权变换逆迭代操作，获得逆迭代操作后的信号；

步骤十、将步骤九获得的逆迭代操作后的信号进行基带解调，恢复出原始基带符号，完成一次基于两时域分量等功率加权变换的时频域能量平均化信号传输。

以下通过具体的仿真实验验证本发明的技术效果：

图7是经过两级迭代后信号信息分布变化示意图(以输入信号长度＝8为例)。

其中：横轴表示1～8个子载波频点或者时域采样点，以不同颜色进行区分；纵轴表示blockk，i处理过程。(m，n)表示变换后该频点包含原始第m、n点的信息，如图记为(2，8)对应横坐标2，表示变换后第二个子载波或时域第二个单位时间内传输第2个和第8个符号的信息，可以视为实现了信号的分集。

图8单纯频选信道(信道1)下各信号的ber性能仿真示意图；(以下仿真结果图均设原始信号长度为128点)。

其中：信道多普勒频移为0hz，最大时延6μs的频选信道。“sc”表示传统单载波；“ofdm”表示传统正交频分复用多载波；“sc-2t6”表示单载波系统收发两端加入迭代模块迭代6级后的信号；“ofdm-2t6”表示ofdm系统收发两端加入迭代模块迭代6级后的信号。“sc-2slot”表示传统单载波加两时隙分集的信号；“ofdm-2slot”表示传统ofdm加两时隙分集的信号；“sc-2t6-2slot”表示传统单载波加入迭代模块(迭代6次)和时隙扩展模块后的信号，系统原理框图如图2；“ofdm-2t6-2slot”表示传统ofdm加入迭代模块(迭代六次)和时隙扩展后的信号，系统原理图如图2所示；

结果分析：单纯频选信道下，传统ofdm性能很差；单载波由于其在频域能量分布比较均匀，频域深衰落损失的能量可以均匀分布到不同的时域符号上，故其频选信道下传输性能很好；加入迭代模块的ofdm传输(128点信号，迭代6次，第7次迭代无频率分集增益)，原始一个频点的符号在多个子载波上进行传输，实现了频率分集，可以看到其在频选信道下的性能大大提高，逼近传统单载波的性能；ofdm和单载波加入时隙扩展模块可以看到其性能有比较大提升；本发明的传输方案将ofdm加入迭代模块和时隙扩展模块，与传统的ofdm相比性能大幅度提高；在频选信道高信噪比下加入迭代模块的单载波性能低于传统单载波，说明信道对信号的畸变经过该变换迭代后，干扰方差会放大。实际中可以根据传输质量，来改变迭代次数。对于ofdm来说，频选信道下迭代次数越多越好，对单载波不进行迭代。

图9单纯时选信道(信道2)下各信号的ber性能仿真示意图；

其中：各图例表示信号与图7相同。信道多普勒频移为10khz，最大时延为0μs的时选信道，采用jakes频移功率谱密度。

结果分析：单纯时选信道下，传统的单载波性能很差；ofdm由于其在时域能量分布比较均匀，时域深衰落损失的能量在频域分配到每一个符号上，故其时选信道下传输性能很好；加入迭代模块的单载波传输(迭代6次)，原始一个时域采样点的符号在整个单载波符号块内多个采样点上传输，此时时域某点的深衰落将分配到共用该点传输的符号上，可以看出其性能相对传统的单载波有很大的提升；为了进一步不占用更多时频资源的条件下提升传输性能，加入是时隙扩展模块。单载波加迭代模块和时隙扩展模块接近于ofdm加时隙扩展模块。ofdm加入迭代模块和时隙模块的性能在该信道下和ofdm加如时隙扩展模块几乎相同，可以得到，在纯时选信道下，频率分集不能在提升系统性能。通过对比图7，可以看出，当多普勒频移变大，信道变化变快，时隙扩展的性能提升有所增加。同单纯频选信道相同，此时进行迭代的ofdm信号的性能变差下降约为1db，因此，在时选信道下sc迭代次数越多越好，对ofdm不进行迭代。

图10双选信道下各信号的ber性能仿真示意图；

其中：各图例表示信号与图7相同。信道多普勒频移为10khz，最大时延为6μs，fmaxts＝0.01的双选信道，采用jakes频移功率谱密度。

结果分析：在该信道下，传统的多载波和单载波性能都很差，加入迭代模块的单载波和ofdm信号都有很大的性能提升。加入迭代模块和时隙扩展模块的多载波和单载波性能进一步得到提升，两者性能几乎相同。

图11信道4下ofdm系统迭代次数对性能的影响仿真示意图；(以128个载频为例)；

结果分析：在该信道条件下，我们可以看到，随着迭代次数增加，性能提升越来越小，当迭代次数为4的时候性能最好。原因有以下几点：第一，迭代次数越多，迭代效率越低。第二，由于信号经过信道之后，产生畸变，接收端经过如图4所示的分级迭代，可能会使失真变大，迭代级数过大，通过迭代能实现的频率分集效果不足以弥补这种性能损失。近似来看，在信道四下，信道的最大时延为6μs，相干带宽约为0.16mhz，当可用带宽为1mhz，采用128点ifft进行子载波映射。第k级能实现频率分集的子载波间隔为个子载波带宽。当迭代次数大于等于5后，频率分集范围小于相干带宽，此时的迭代对分集效果的提升微小。

图12单载波和ofdm迭代4次和6次在四种信道下的性能仿真示意图。

其中：图例含义和前述相同，最后一位数字代表迭代次数。“sc-2t4”表示单载波4级迭代。“ofdm-2t4”表示ofdm迭代模块进行了4级迭代。

结果分析：图12可以看出，频选信道下ofdm4级迭代和6级迭代相比性能下降不大，几乎不变。而大信噪比下单载波4级迭代比6级迭代性能提高了1db；图13可以看出在时选信道大信噪比下，ofdm4级迭代比6级迭代约提高了0.5db，对于单载波来说，4级迭代和6及迭代性能几乎不变；图14双选信道大信噪比下，可以看到4级迭代的单载波和ofdm性能均比6级迭代性能好1db以上。

如果能选取相对合适的迭代次数，便可以使ofdm在频选信道下和双选信道下性能充分提升，使单载波在时选和双选信道下性能充分提升，也可以保证ofdm在时选信道和sc在频选信道的性能。若可以根据信道统计特性实现自适应，则可以根据不同的信道选择不同的迭代次数。