一种二维模拟多波束接收阵列的接收方法与流程

[0001]
本发明涉及二维模拟多波束接收阵列的接收方法，如利用射频频率的无线通信技术，移动通信技术，卫星通信技术等，也可用于相控阵雷达的接收系统与雷达探测相关的应用场合。
[0002]
这里射频指的是包括超高频/微波/毫米波/太赫兹等无线电频率。


背景技术：

[0003]
传统的模拟射频相控阵只能形成单波束，故其接收机在搜索扫描上速度慢，信噪比低，探测距离近。用模拟射频相控阵单波束技术做二维成像，有灵敏度低、目标单一、抗干扰能力差等缺点。
[0004]
数字多波束射频相控阵接收机，克服了模拟射频相控阵的局限，可以同时生成二维波束信号，是一种理论上的理想相控阵接收系统。但是在实际中只能在低频窄带系统中实现，其原因为在宽带的情况下，需要满足耐奎斯特取样定理的高速的模数转换器(adc)，很难做到体积小耗电低。在较高的应用频率上，如微波和毫米波甚至到太赫兹的频率，由于天线的间距大致在半个波长左右，因此难以在狭小的面积和空间内将所有的从射频器件到模数转换器，到数字接口电路都集成在一起。另外由于在adc之前没有做空间滤波，为了不被干扰信号影响，需要较大的动态范围和较多的量化电平数，故而大大提高了对adc设计的要求。较大动态范围的adc和较多的量化电平数，意味着功耗较大。大的功耗带来较大的电流脉冲，造成干扰脉冲电压较高，使得adc的设计更加困难。
[0005]
数字多波束射频相控阵接收机的较大功耗造成散热问题，而器件过热时可能导致器件损坏。较大的动态范围和较多的量化电平数，同时要求较多的独立供电网络，意味着更多的封装引脚，要求更大的芯片封装，也给系统的设计和集成造成巨大的挑战。
[0006]
数字多波束射频相控阵接收机最麻烦的问题是大量的数字传输的连线和由此产生的电磁干扰问题。每个接收通道必须有两个adc，一个m行n列的阵列需要2mn个adc和高速接口。当阵列的单元数很大，这些高速的信号线很难直接连到中心处理主机中去，尤其在毫米波或者是更高的频率。这是因为在相控阵的实现方法中，天线之间的距离是半个波长，在此狭小的面积里要放置所有的元器件和高速数字连线，造成极大的挑战。由此而来的电磁干扰噪声，耦合到阵列的天线中去，将直接降低阵列的灵敏度。
[0007]
数字多波束射频相控阵接收机的方法是形成多个指向用户的波束使得天线阵列在特定方向上的发射/接收信号相干叠加，而其他方向的信号则相互抵消。
[0008]
数字多波束形成的另一种方式是massive mimo的方式。massive mimo可被视为更广泛意义上的波束形成的一种形式。massive指天线阵列中的大量天线单元数量；mimo指多输入多输出系统。与数字多波束射频相控阵接收机的方法相似，在massive mimo天线阵列中的每个天线与一个接收通道相连接，接收通道则提供数字接口，即将天线上接收到的射频信号下变频到基带信号，然后进行低通滤波，经过adc变换器直接数字化，所有的移相调幅都放到数字化后进行处理。massive mimo在实际系统中，天线与用户终端，以及反向传输
的数据经过了周围环境的滤波。信号可能会被建筑物和其他障碍物反射，这些反射会有相关的延迟、衰减和抵达方向。天线与用户终端之间甚至可能没有直接路径。这些都通过数字化直接求解，使得后面的运算量极大。
[0009]
massive mimo如果采用相控阵式的紧凑集成方式，同样具有数字多波束射频相控阵接收机的缺点。massive mimo如果采用非相控阵式的分散分布方式，则需要更大的面积或空间，而且后面需要的数字信号处理部分的功耗随着阵列单元数的增加而暴增，系统的实现更加庞大，成本大幅度上升。


技术实现要素：

[0010]
本发明针对上述的技术问题，提出一种二维模拟多波束接收阵列的接收方法，在二维模拟多波束接收阵列中生成多个波束，方法如下：a)从接收天线接收到的射频信号通过模拟多波束接收单元202的接收阵列201，将并行的天线接收到的射频信号转换成多波束移相调幅的基带信号320输出；b)用具有低通滤波特性的树形传输网络203，连接所有多波束接收单元的多波束移相调幅的基带信号，形成并行二维模拟多波束基带iq信号409；c)将并行二维模拟多波束基带iq信号409，进一步低通滤波并通过模数变换器数字化，形成二维数字多波束410信号；d)对二维数字多波束410信号做动态分配，分为主波束和辅助波束。
[0011]
对于上述的二维模拟多波束接收阵列的接收方法，通过系统的控制，产生的多个主波束分别指向需要信源；辅助波束分为辅助搜索波束512和辅助跟踪波束511。此处的“需要信源”，指所需要接收的有用信源。
[0012]
对于上述的二维模拟多波束接收阵列的接收方法，可以使辅助搜索波束512用于扫描搜索以发现新的发射源；
[0013]
对于上述的二维模拟多波束接收阵列的接收方法，可以使辅助跟踪波束511，在已经定义为主波束的主波束跟踪区510检测是否有更优的主波束位置方向，以便在实时或在下一个工作节拍做更新。
[0014]
对于上述的二维模拟多波束接收阵列的接收方法，可以根据接收情况，动态控制辅助搜索波束512和辅助跟踪波束511的数量和时分布局。
[0015]
对于上述的二维模拟多波束接收阵列的接收方法，可以利用多波束分析方法对主波束进行信号分析和分类，划分为信源主波束120和干扰主波束121。
[0016]
对于上述的二维模拟多波束接收阵列的接收方法，可以利用多波束分析方法对信源主波束120进行信号分析，划分出同源信源主波束122和异源信源主波束123。
[0017]
对于上述的二维模拟多波束接收阵列的接收方法，可以利用优化算法对所有独立信源主波束124，在多波束跟踪和干扰源消除单元412中，进行信号同源信源主波束合并，并抑制来自异源信源主波束123和干扰主波束121。
[0018]
对于上述的二维模拟多波束接收阵列的接收方法，产生模拟多波束的方法可以通过在模拟基带信号域上的并行移相和调幅来实现。
[0019]
对于上述的二维模拟多波束接收阵列的接收方法，产生模拟多波束的方法可以通过在模拟射频信号域上的并行移相和调幅来实现。
[0020]
对于上述的二维模拟多波束接收阵列的接收方法，产生模拟多波束的方法可以在通过改变本振信号的相位在下变频过程中实现。
[0021]
对于上述的二维模拟多波束接收阵列的接收方法，可以对分割阈值611做动态调整，以控制主波束的数量，增加或降低优化算法的复杂度，在接收信号质量和所需要的最小功耗之间做动态平衡。
[0022]
本发明区别于传统的模拟相控阵列接收机在于，前者可以同时生成多个波束，能够同时接收多个信源的信息并对其干扰源造成的耦合进行抑制，这是后者无法做到的。
[0023]
本发明区别于数字多波束射频相控阵接收机在于，前者可以通过模拟方法形成多波束，必需的低通滤波器和模数变换器的数量大大减小，而连接也不会造成电磁兼容的问题，大大降低了成本和功耗；而后者在m
×
n的阵列中要用到2
×
m
×
n个低通滤波器和模数变换器，数字连接也极为困难，成本和功耗都非常高。
[0024]
本发明区别于massive mimo接收机在于，前者可以通过模拟方法形成二维多波束，然后通过分割阈值生成多个主波束，合并相同信源和消除干扰源是在数量大大减小的主波束中做的，大大减小了硬件需求、计算成本和功耗；而后者的硬件开销与数字多波束射频相控阵接收机类似，解矩阵方程需要的计算成本大得多。
附图说明
图1实时空域需要接收的需要信源和干扰源示意图图2二维模拟多波束接收阵列系统图3模拟多波束接收单元202的几种实现方式图4二维可分接收阵列和数字信号处理单元结构400图5实时多波束搜索和跟踪示意图图6在波束b1上的其它波束干扰示意图图7利用辅助波束对主波束的位置做跟踪图8接收需要信源和消除干扰源耦合的流程示意图
具体实施方式
[0025]
本发明针对上述的技术问题，发明一种二维模拟多波束接收阵列系统200，解决如图1所示的多路通信或雷达检测中存在干扰源干扰的问题。
[0026]
假定在一个二维空间上其第一维度方向为θ
x
，第二维度方向为θ
y
，我们需要同时接收多个需要信源，例如101/102/101b，同时有多个干扰源103/104。其中需要信源101和101b同属于一个信息源，但来自于两个或多个不同的方向。需要信源102与需要信源101和101b不属于同一个信息源，是互相独立的信源。我们称信源101和101b为同源信源，而互相独立的信源为异源信源。我们要解决同时分别接收所有需要信源，并在同源信源之间做合并，同时最大限度的抑制来自干扰源的影响。这些影响在通信系统中会造成信噪比snr的下降，evm的恶化，降低了通信的质量和带宽。
[0027]
首先，我们利用模拟多波束的方法生成二维波束。二维模拟多波束接收阵列系统200，如图2所示，包括n行m列具有天线的模拟多波束接收单元202的接收阵列201,树形传输网络203，模拟数字信号混合处理单元204，数字信号处理单元205和数字控制信号接口206，
等功能块。
[0028]
接收阵列201的作用是将平行入射的射频电磁波，通过天线阵列接收变成射频电信号，再经n行m列的模拟多波束接收单元202，生成k个独立的二维模拟多波束，并以正交分量i/q和差分的基带信号形式输出。
[0029]
二维模拟多波束的射频形成，需要实现sin(wt+b)＝sin(wt)cos(b)+cos(wt)sin(b)
[0030]
的矢量加权。其中w是射频载频的角频率，b是移相的角度。
[0031]
当我们要对线性接收阵列201的模拟多波束接收单元202做二维模拟波束形成，b可以写成：b＝nδθx
i
+mδθy
i
+b0(n,m)其中n和m是接收单元202在阵列的地址，δθx
i
是在x方向上的第i个波束的移相角度，mδθy
i
是在y方向上的第i个波束的移相角度，b0(n,m)是该单元的固有移相角度，而i＝1,2,3,
…
,k。
[0032]
模拟多波束形成实现的方法之一是在射频上做矢量调制。模拟多波束接收单元202，对由天线接收的射频信号进行放大，然后形成正交的射频矢量，即相位相差为90度的正交射频信号，然后对所需要的相位分别取正弦函数和余弦函数做加权，最后实现sin(wt+b)＝sin(wt)cos(b)+cos(wt)sin(b)
[0033]
其物理实现由多个并行多波束移相调幅器311和并行下变频器312m来完成，见图3(b)。模拟多波束形成实现的另一种方法可见图3(c)，通过并行下变频312m来实现，它需要有独立可控的多相位正交本振移相信号313m来做并行下变频312m的时钟信号。这需要产生多相位的正交本振移相信号313m，也可以用原始本振lo的正交相位做线性的矢量合成来产生这些本振移相信号，实现例如sin(w
lo
t+b)＝sin(w
lo
t)cos(b)+cos(w
lo
t)sin(b)的移相操作，其中w
lo
是本振频率。
[0034]
模拟多波束形成实现的另一种方法见图3(d)，可以通过对正交基带信号进行并行的移相调幅来实现。射频输入信号302经低噪声放大器310放大，再经并行下变频器312变换到正交的基带信号；并行的移相调幅器311m对正交的基带信号做矢量调制来移相，实现sin(ωt+b)＝sin(ωt)cos(b)+cos(ωt)sin(b)
[0035]
其中ω是基带角频率。再通过调幅器做幅度调制，输出多波束移相调幅的基带信号320。
[0036]
不管采用那个方法，模拟多波束接收单元202，可以用图3(a)的符号来代表；而模拟多波束接收202需要多波束移相调幅控制信号321来控制，该信号来自数字信号处理单元205中的多波束控制器404，经数字控制信号接口206，送到模拟多波束接收单元202。
[0037]
一个二维可分接收阵列和数字信号处理单元结构400见图4，它包括了接收阵列201，在阵列层面连接m列n行的模拟多波束接收单元202输出的并行模拟多波束基带iq信号线401，树形传输网络203，模拟数字信号混合处理单元204，和数字信号处理单元205。并行模拟多波束基带iq信号线401按照每个模拟多波束接收单元202输出多波束的波束顺序，将接收单元202输出做部分连接，而树形传输网络203在部分连接的基础上或再做部分连接，或做全局连接，直到所有的波束输出都按照波束的顺序连接到一起，形成并行二维模拟多
波束基带iq信号409，如设为iq,则有iq＝[(i1,q1),(i2,q2),(i3,q3),
…
,(i
k
,q
k
)]其中(i
i
,q
i
)是第i个波束的生成。
[0038]
树形传输网络203的实现可以是一维的2元树结构，如在一个维度的输出先做垂直方向的部分连接，然后再在水平方向上做一维的2元树结构的全部连接。树形传输网络203的实现也可以是二维的2元树结构，即阵列的接收单元202的波束输出是按照子块来连接的。
[0039]
树形传输网络203还呈现了低通滤波的特性，它与后面模拟数字信号混合处理单元204中的低通滤波器级联，合成了整个需要的低通滤波的特性，并对基带信号做低通滤波，去除带外干扰信号，以保证adc可以在满足耐奎斯特取样条件下正常工作，没有混叠失真。模拟数字信号混合处理单元204中包括了2k个低通滤波器(lpf)级联到2k个模数变换器(adc)，因为是在正交输出形式，一个波束用两个分量来表示。模拟数字信号混合处理单元204的输出信号是二维数字多波束410。
[0040]
数字信号处理单元205包括多波束控制器404，多波束分析单元411，多波束跟踪和干扰源消除单元412，控制单元416。
[0041]
多波束分析单元411根据二维数字多波束410，按照一个特定的分割阈值611对二维数字多波束410信号做分割，如信号幅度大于分割阈值611，保留它的输出作为一个主波束。如果该主波束以前无定义，则重新定义一个主波束，并通过数字解调，检测出信源的特征，并对这个主波束做标识。信源的特征可以表明信源的来源信息，在不同的应用和标准中可以不同，如在5g通信中需要解出信道状态信息码,如在卫星通信中要得到卫星身份/标识码，如在基于ip数字通信中的mac地址码等。
[0042]
多波束分析单元411对所检测到的多个需要的信源101/102和多个干扰源103/104二维波束栅网上的量化，并把在二维数字多波束信号410上大于分割阈值611的信源和干扰源设定为主波束。
[0043]
多波束分析单元411对主波束进行信号分析和分类，划分为信源主波束120和干扰主波束121。多波束分析单元411对信源主波束120进行信号分析，划分出同源信源主波束122和异源信源主波束123。
[0044]
多波束跟踪和干扰源消除单元412，可以用数字信号处理器dsp来完成，也可以用可编程阵列fpga，或cpu/gpu来实现。多波束跟踪和干扰源消除单元412的任务之一是跟踪，也就是检查已经定义了的主波束的位置是否是最佳位置，即在围绕主波束的跟踪区，检查达到最大幅度的栅网交叉点的位置，见图5。如果当前位置不是最大幅度的所在位置，则更新到最大的交叉点位置；如果当前位置已是最大幅度的所在位置，则保持当前的位置。
[0045]
多波束跟踪和干扰源消除单元412的另一个任务是干扰源消除，即对信源主波束120做优化，使所有的干扰主波束121和异源信源主波束123对其干扰最小化。对一个需要的信源，虽然相关的接收主波束指向了它，但仍然会有来自其它方向的发射源对其形成干扰，这些发射源包括干扰主波束121，异源信源主波束123。当然，也可能有来自不同方向上的同源信源主波束122。同源信源主波束122的产生可以是从一个发射源发射的射频信号，经过阻挡或反射而形成的，也可能是从不同的方向直接发射过来的。
[0046]
如主波束b1的输出中含有其它发射源的干扰，见图6，b3和b4是两个干扰主波束
121，b2是异源信源主波束123，而b1b则是同源信源主波束122。对于主波束b1，其输出可以表为y1＝a11b1+a12b2+a13b3+a14*b4...,
[0047]
更加一般的表述为y＝ab+n
[0048]
其中a为耦合矩阵，其对角线上的元素为自耦合系数，往往比非对角线上的元素要大很多。b为主波束矢量，n为其它干扰和噪声影响，而y是实际的输出。可以通过最优化算法来降低来自其它方向上的干扰，也包括来自其它信源的干扰。
[0049]
最优化算法可以有很多种，如最小均方误差法，迫零法(force zero)等算法，在已知耦合矩阵a的情况下，如取b＝(a
h
a)-1
ahy
[0050]
在未知耦合矩阵a的情况下，也可以采用迭代的方法来逼近a。
[0051]
多波束跟踪和干扰源消除单元412利用优化算法进行信号同源信源主波束合并，并抑制来自异源信源主波束123和干扰主波束121。
[0052]
数字信号处理单元205中的控制单元416，根据外部时钟信号，通过频率合成器或者其它时钟形成工作时钟，产生控制时序，以及需要的各种控制信号，来完成工作节拍控制。
[0053]
数字信号处理单元205中的多波束控制器404，对多个需要信源101/102和多个干扰源103/104的个数和指向方向，以及各种接收参数，均通过数字控制信号接口206，按工作节拍实时更新。如前所述，多波束控制器404可以采用集中的模式如图4所示，也可以设计成部分集中部分分布的形式,即一部分留在图4，而另一部分化成子模块分散在阵列中；也可以完全是分布的形式，如集成在模拟多波束接收单元202中。而数字控制信号接口206部分则按照多波束控制器404实现的情况，做相应的调整或模块划分，也变成部分分布的形式。
[0054]
数字信号处理单元205的控制单元416还具有特殊的控制功能，可以根据接收状态对分割阈值611做动态调整。当分割阈值611选得比较低时，出现的主波束数量就比较多，后面的计算量也比较大。当分割阈值611选得比较高时，出现的主波束的数量比较少，后面的计算量也比较少。控制单元416负责控制主波束的数量，增加或降低优化算法的复杂度，在接收信号质量和所需要的最小功耗之间做动态平衡。
[0055]
当k大于主波束的数量，可以从中取出一部分波束来做辅助波束。辅助波束有两种：辅助搜索波束和辅助跟踪波束。辅助搜索波束是在二维空间上做随机搜索，搜索和寻找新的发射源；辅助跟踪波束是在已经定义为主波束的主波束跟踪区510检测是否有更优的主波束位置方向，以便在实时或在下一个工作节拍做更新。利用辅助波束对主波束的位置做跟踪的示意图见图7，可能的实现方法有(a),(b),(c),(d)等。也就是说，可以用一个辅助跟踪波束对主波束的位置做跟踪，如(a)，也可以用多个辅助跟踪波束对一个主波束的位置做跟踪，如(b),(c),(d)等，还可以通过分时来实现。
[0056]
利用二维模拟多波束接收阵列的接收方法来接收需要信源和消除干扰源耦合的流程示意图见图8。
[0057]
本发明中所建议的技术，可以应用到无线通信，移动通信，卫星通信等场合。因为雷达技术和通信技术是有很多的共同点，该技术也可在雷达领域找到应用场景，用于实现多目标跟踪和实时干扰消除。
[0058]
以上所述，仅是本发明的优选实施方式及较佳实施例，并非对本发明作任何限制，
凡是根据本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构的重新划分和变化，等效技术术语和名称的重新命名，均仍属于本发明的保护范围。