一种多载波系统导频信号的传输方法与流程

本发明属于多载波通信领域，更具体地，涉及一种多载波系统导频信号的传输方法。

背景技术：

正交频分复用(ofdm)作为宽带有线和无线信道中最常用的多载波传输方式，在过去一直占据着主导地位。ofdm已被广泛应用于dsl以及大多数无线标准中，例如ieee802.11和ieee802.16的变体、3gpp-lte和lte-advanced。ofdm被认为是点对点通信的完美选择。然而，当考虑在更复杂的网络中采用ofdm时，它必须面对许多挑战。一方面，ofdm技术需要使用循环前缀来对抗多径衰落，造成了频谱资源的浪费；另一方面，ofdm技术对同步要求很高，参数无法灵活配置，难以支持未来通信多样化的应用场景。

在此背景下，国内外已经开展了一系列有关新型多载波调制技术的探索性研究，其中，基于偏移正交幅度调制的滤波器组多载波(filterbankmulticarrierwithoffsetquadratureamplitudemodulation，oqam/fbmc)技术受到了学术界和工业界越来越广泛的重视，并已被列为5g蜂窝网、专业移动无线电pmr演进和卫星通信的候选调制技术之一。该方法的核心思想是通过一个精心设计的原型滤波器对每个子载波上的调制信号进行塑形，以提供一个新的自由度，用来优化波形以适应各种传输特性，并且oqam/fbmc传输不需要循环前缀，因此可以实现更为高效的频谱利用。此外，作为滤波器组理论的一个成果，快速傅里叶变换(fft)和多相滤波可以有效地实现oqam/fbmc调制/解调的整体框架。因此，oqam/fbmc被认为是ofdm的一个很好的替代品，提供了额外的灵活性、健壮性和效率。

与许多其他相干数字无线接收机一样，信道估计也是相干oqam/fbmc系统接收机设计的一个重要组成部分。在无线系统中，传输的信息经过高度动态的无线电信道后，作为原始信号的多个衰减、延迟、相位和/或频移副本的叠加到达接收机。对于传统的相干接收机，必须估计信道对发射信号的影响，才能恢复发射信息。但是，由于oqam/fbmc系统非正交原型滤波器导致的非正交干扰效应，用于信道估计的导频符号会受到来自时域和频域的固有符号间/载波间干扰(inter-symbol/inter-carrierinterference，isi/ici)，因此在oqam/fbmc系统中获取信道状态信息的难度明显大于ofdm。

技术实现要素：

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种多载波系统导频信号的传输方法，旨在解决oqam/fbmc系统在进行变换域处理时，没有消除信道抽头内的噪声，而导致其信道估计性能低的问题。

为实现上述目的，本发明提供了一种多载波系统导频信号的传输方法，包括：

(1)采用基于偏移正交幅度调制的滤波器组多载波oqam/fbmc传输帧头的导频序列和帧中的数据符号；

(2)根据所述导频序列中不同子载波上的噪声相关性，计算初始的信道频率响应估计值；

(3)对初始的信道频率响应估计值进行正交变换，并将信道非抽头位置的噪声信号置零；

(4)根据变换域中噪声的相关性和非抽头位置的噪声信号，得到抽头位置噪声分量；

(5)对抽头位置的噪声信号进行滤除，并将经过噪声消除的初始信道频率响应估计值转换回频域，得到最终的信道估计值。

进一步地，步骤(1)中所述导频序列为基于虚数的干扰近似法全导频序列；所述全导频序列的第二列为原始导频符号，用于获得初始的信道频率响应估计值；所述全导频序列的第一列和第三列均为零保护间隔，分别用于隔离前一帧数据符号和该帧中的数据符号对所述原始导频符号产生的固有非正交干扰。

进一步地，步骤(1)中经过oqam/fbmc调制后的第k个时刻的发送信号s[k]为：

其中，m为系统子载波数，am,n是第m个子载波上第n时刻所发送的实数数据，g[k]为原型滤波器函数，gm,n[k]oqam/fbmc系统发送端的分析滤波器组(sfb)处理，j为虚数单位，z表示整数集合；

接收端(m，n)时频点上的解调数据为：

其中，r[k]为信号s[k]经过信道传输后的接收信号。

进一步地，步骤(2)具体为，采用加权最小二乘估计法得到导频序列中所有子载波上初始的信道频率响应估计值

其中，y＝[y0,1,y1,1,…,ym-1,1]^t表示所有子载波上第1时刻时的解调符号向量；c＝diag{c0,1,c1,1,...,cm-1,1}表示原始导频符号及其受到的固有isi/ici干扰的和组成的对角矩阵；v为频域噪声协方差矩阵。

进一步地，步骤(3)具体包括：

(3.1)对初始的信道频率响应估计值进行快速傅里叶逆变换，获得时域上的信道冲激响应：

其中，表示m×m点傅里叶逆变换矩阵，ifft为快速傅里叶变换；

(3.2)保留初始的信道冲激响应估计值的前l项组成的列向量

(3.2)取出初始的信道冲激响应估计值的后m-l项组成的列向量并置零。

进一步地，步骤(4)具体为：根据非抽头位置的噪声信号利用加权最小二乘法获得信道抽头位置噪声分量

其中，γ＝wc^hv^-1cw^h，γ(1:l)×(1:l)表示矩阵γ的前l行和前l列组成的l×l点子矩阵，γ(1:l)×(l+1:m)表示矩阵γ的前l行和后(m-l)列组成的l×(m-l)点子矩阵。

进一步地，步骤(5)具体为：用抽头位置信号减去抽头位置噪声分量并通过快速傅里叶变换将降噪信号转换回频域，得到最终的信道估计值为：

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得以下有益效果：

本发明通过对信道非抽头位置处的噪声信号置零，滤除了信道非抽头位置处的噪声，并利用变换域内的噪声相关性有效估计并消除了信道抽头位置的噪声信号，与一般的接收机变换域处理方案相比，本发明对信道估计中噪声影响的抑制作用更强，有效提高了信道估计性能，解决了oqam/fbmc系统信道估计性能较差的问题。

附图说明

图1是本发明实施例提供的一种多载波系统导频信号的传输方法流程图；

图2是本发明实施例提供的oqam/fbmc系统帧结构；

图3是本发明实施例提供的加性噪声下典型的信道冲激响应cir采样信号。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

参考图1，本发明提供了一种多载波系统导频信号的传输方法，包括：

(1)采用基于偏移正交幅度调制的滤波器组多载波oqam/fbmc传输帧头的导频序列和帧中的数据符号；

具体地，帧结构如图2所示，发送的导频序列为基于虚数的干扰近似法(interferenceapproximationmethod-imaginary，iam-i)全导频序列，该导频由于随机产生而具有低峰均比特性；iam-i导频的第二列为原始导频符号，用于获得初始的信道频率响应估计值；第一列和第三列均为零保护间隔，分别用于隔离前一帧数据符号和该帧中的数据符号对原始导频符号产生的固有非正交干扰。

经过oqam/fbmc调制后的第k个时刻的发送信号s[k]为：

其中，m为系统子载波数，am,n是第m个子载波上第n时刻所发送的实数数据，g[k]为原型滤波器函数，gm，n[k]oqam/fbmc系统发送端的分析滤波器组(synthesisfilterbank，sfb)处理，j为虚数单位，z表示整数集合；

接收端(m，n)时频点上的解调数据为：

其中，r[k]为信号s[k]经过信道传输后的接收信号。

(2)根据所述导频序列中不同子载波上的噪声相关性，计算初始的信道频率响应估计值；

具体地，采用加权最小二乘估计器(weightedleastsquares，wls)得到导频序列中所有子载波上初始的信道频率响应估计值

其中，y＝[y0,1,y1,1,…,ym-1,1]^t表示所有子载波上第1时刻时的解调符号向量；c＝diag{c0,1,c1,1,...,cm-1,1}表示原始导频符号及其受到的固有isi/ici干扰的和组成的对角矩阵；v为频域噪声协方差矩阵，可以表示为：

其中，σ²为信道加性噪声的功率，表示固有非正交干扰系数。

当采用频域聚焦性较好的原型滤波器(如phydyas滤波器)时，导频符号只会受到相邻子载波符号的非正交干扰，相应的只有相邻子载波上的噪声才相关，从而可以对噪声协方差矩阵进行简化。

(3)对初始的信道频率响应估计值进行正交变换，并将信道非抽头位置的噪声信号置零；

具体地，步骤(3)具体包括：

(3.1)对初始的信道频率响应估计值进行快速傅里叶逆变换，获得时域上的信道冲激响应：

其中，表示m×m点傅里叶逆变换矩阵，ifft为快速傅里叶变换；

(3.2)保留初始的信道冲激响应估计值的前l项组成的列向量

如图3所示，当快速傅里叶变换ifft应用于导频子载波处的信道频率响应后，变换域内信道抽头的位置将包含l个显著值，即相对于噪声具有更大的能量或幅值。通过保留变换域信号的显著值将非显著值处理为零，则噪声项将显著消除。

(3.2)取出初始的信道冲激响应估计值的后m-l项组成的列向量并置零。

(4)根据变换域中噪声的相关性和非抽头位置的噪声信号，得到抽头位置噪声分量；

具体地，根据非抽头位置的噪声信号利用加权最小二乘法获得信道抽头位置噪声分量

其中，γ＝wc^hv^-1cw^h，γ(1:l)×(1:l)表示矩阵γ的前l行和前l列组成的l×l点子矩阵，γ(1:l)×(l+1:m)表示矩阵γ的前l行和后(m-l)列组成的l×(m-l)点子矩阵。注意到，频域噪声协方差矩阵v是一个循环矩阵，因此可以先对其进行对角化从而降低其求逆复杂度。类似的，利用线性最小均方误差lmmse算法获得信道抽头内的噪声估计值为：

其中，[γ^-1](1:l)×(1:l)表示γ的逆矩阵γ^-1的前l行和前l列组成的l×l点子矩阵。

(5)对抽头位置的噪声信号进行滤除，并将经过噪声消除的初始信道频率响应估计值转换回频域，得到最终的信道估计值。

具体地，用抽头位置信号减去抽头位置噪声分量并通过快速傅里叶变换将降噪信号转换回频域，得到最终的信道估计值为：

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。