收发模块的制作方法

本发明涉及收发模块。

背景技术：

对便携式终端等要求用一个终端应对多个通信方式(多模式)以及多个频带(多频段)。对每个通信方式，按通信标准确定可使用的频带(频段)。由功率放大器放大的发送信号经由双工器供给到天线，由天线接收的接收信号经由双工器供给到低噪声放大器。通常，双工器按每个频段进行设置。

功率放大器具有将跨越多个频段的宽频带的信号进行放大的功能。在功率放大器将某个频段的发送信号进行了放大的情况下，使用用于将从功率放大器输出的发送信号供给到相应的频段的双工器的开关元件(例如，下述的专利文献1)。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2018-101943号公报

若一个功率放大器所覆盖的频段的个数变多，则不得不增加插入至功率放大器与双工器之间的开关元件的接点数。若增加接点数，则由于插入开关元件而造成的插入损耗增加。除此以外，与开关的接点数相应的隔离度特性也成为设计参数，插入损耗与隔离度成为折衷的关系。即，难以抑制插入损耗的增加且将隔离度特性维持得高。

技术实现要素：

发明要解决的课题

本发明的目的在于，提供一种能够抑制由于插入开关元件而造成的插入损耗的增大的收发模块。

用于解决课题的技术方案

根据本发明的一个观点，提供一种收发模块，具有：

多个双工器，在相互不同的频段工作，各自包含发送滤波器和接收滤波器；

功率放大器，将多个所述发送滤波器的通带的信号放大并输出；以及

发送用传输线路，传输从所述功率放大器输出的多个所述发送滤波器的通带的信号，并与多个所述发送滤波器连接。

发明效果

因为传输多个发送滤波器的通带的信号的发送用传输线路与多个发送滤波器连接，所以与通过开关元件将多个发送滤波器中的任一个的通带的信号分配到对应的发送滤波器的结构相比，能够抑制由开关元件造成的损耗。

附图说明

图1a是根据第一实施例的收发模块的框图，图1b是示出从分支点观察发送滤波器31tx时的阻抗zp1、以及观察发送滤波器32tx时的阻抗zp2的频率特性的曲线图，图1c是示出从天线侧观察时的发送滤波器31tx的阻抗zat1、接收滤波器31rx的阻抗zar1、发送滤波器32tx的阻抗zat2、接收滤波器32rx的阻抗zar2的频率特性的曲线图。

图2a是包含功率放大器、两个发送滤波器31tx、32tx的等效电路图，图2b是示出从功率放大器50发送到发送滤波器的信号的通过损耗的曲线图。

图3a是示出根据比较例的收发模块的两个双工器的连接结构的框图，图3b、图3c、以及图3d分别是在史密斯圆图上示出输入阻抗z1、z2、以及阻抗z3的曲线图。

图4a是示出根据第一实施例的收发模块的两个双工器的连接结构的框图，图4b以及图4c分别是在史密斯圆图上示出输入阻抗z11、z12的曲线图，图4d以及图4e分别是在史密斯圆图上示出阻抗z13以及z14的曲线图。

图5a以及图5b分别是根据第一实施例的收发模块的、并联电感器的连接前以及连接后的框图，图5c以及图5d分别是在史密斯圆图上示出仅着眼于发送滤波器31tx的通带ptx1的情况下的阻抗z21、z22、z23、z24的曲线图，图5e以及图5f分别是在史密斯圆图上示出仅着眼于发送滤波器32tx的通带ptx2的情况下的阻抗z21、z22、z23、z24的曲线图。

图6a以及图6b是根据第一实施例的收发模块的功率放大器与发送滤波器31tx、32tx之间的阻抗匹配电路的等效电路图。

图7是示出遵循按照3gpp进行了标准化的通信标准的lte频段各自的上行链路以及下行链路的频带的图表。

图8是示出遵循按照3gpp进行了标准化的通信标准的lte频段各自的上行链路以及下行链路的频带的图表。

图9是示出能够用基于根据第一实施例的收发模块的两个双工器覆盖的lte频段的组合的例子的图表。

图10a是示出根据第二实施例的收发模块的两个双工器31、32的连接结构的框图，图10b、图10c、图10d、以及图10e分别是在史密斯圆图上示出输入阻抗z31、z32、以及阻抗z33、z34的曲线图。

图11a以及图11b分别是根据第二实施例的收发模块的、串联电感器的连接前以及连接后的框图，图11c以及图11d是在史密斯圆图上示出仅着眼于发送滤波器31tx的通带ptx1的情况下的阻抗z41、z42、z43、以及z44的曲线图，图11e以及图11f是在史密斯圆图上示出仅着眼于发送滤波器32tx的通带ptx2的情况下的阻抗z41、z42、z43、以及z44的曲线图。

图12a是示出根据比较例的收发模块的两个双工器的连接结构的框图，图12b是示出两个发送滤波器的通过特性的曲线图。

图13a是示出根据第三实施例的收发模块的两个双工器的连接结构的框图，图13b是在两个发送滤波器的通过特性叠加示出低通滤波器的通过特性的曲线图，图13c、图13d、图13e、以及图13f是示出低通滤波器的一个例子的等效电路图。

图14a是示出根据比较例的收发模块的两个双工器的连接结构以及传输线路的配置的图，图14b以及图14c分别是示出根据第四实施例以及第四实施例的第一变形例的收发模块的两个双工器的连接结构以及传输线路的配置的图。

图15a是示出根据第四实施例的第二变形例的收发模块的两个双工器的连接结构以及传输线路的配置的图，图15b是发送用传输线路与接收用传输线路的交叉部位的剖视图。

图16是根据第五实施例的收发模块的框图。

图17a是根据第一实施例的收发模块的框图，图17b是示出阻抗zp1、zp2、zp3的频率特性的曲线图，图17c是示出阻抗zat1、zat2、zat3、zar1、zar2、zar3的频率特性的曲线图。

图18a是示出根据比较例的收发模块的三个双工器的连接结构、以及传输线路的配置的图，图18b是用于根据第七实施例的收发模块的收发信号分离电路的框图。

图19是根据第八实施例的收发模块的框图。

图20是根据第八实施例的第一变形例的收发模块的框图。

图21是根据第八实施例的第二变形例的收发模块的框图。

图22a是根据第九实施例的收发模块的框图，图22b是示出输入到功率放大器的信号s1的频谱的曲线图，图22c是示出由功率放大器放大的信号s2的频谱的曲线图。

图23a是根据第十实施例的收发模块的框图，图23b是示出功率放大器与陷波滤波器之间的信号s2的频谱的曲线图，图23c是示出通过了陷波滤波器之后的信号s3的频谱的曲线图。

图24是根据第十实施例的变形例的收发模块的框图。

图25a是根据第十一实施例的收发模块的框图，图25b是示出输入到移相器的信号s1的频谱的曲线图，图25c是示出由合波器合波的信号s2的频谱的曲线图。

图26是根据第十一实施例的变形例的收发模块的框图。

图27a是根据第十二实施例的收发模块的框图，图27b是示出输入到功率放大器的信号s1的频谱的曲线图。

图28a是根据第十三实施例的收发模块的框图，图28b是示出阻抗zl1、zl2的频率特性的曲线图。

附图标记说明

31、32、33、34、35、36、39、40、41：双工器；

31tx、32tx、33tx、34tx、35tx、36tx、37tx、38tx、39tx、40tx、41tx：发送滤波器；

31rx、32rx、33rx、42rx：接收滤波器；

31tt、32tt、33tt：发送端子；

31rt、32rt、33rt：接收端子；

31at、32at、33at：天线端子；

37trx、38trx：收发滤波器；

50、50a、50b：功率放大器；

50f：初级功率放大器；

50d1、50d2、50d3、50d4：输出级功率放大器；

51：低噪声放大器；

52：收发电路；

53：天线开关；

54、54a、54b、54c：天线；

55：频段切换用的开关；

55a、55b：spdt开关；

56、57：陷波滤波器；

58：移相器(平衡-不平衡转换器)；

59：合波器；

60：发送用传输线路；

61：发送用传输线路的公共部分；

62：分支点；

63：发送用传输线路的独立部分；

64：阻抗匹配电路；

65：接收用传输线路；

65a：接收用传输线路的第一部分；

65b：接收用传输线路的第二部分；

65c：接收用传输线路的过孔导体；

66：接地平面；

67：安装基板；

71：带外衰减特性好的一方的发送滤波器的增益；

72：带外衰减特性差的一方的发送滤波器的增益；

73：低通滤波器；

74：低通滤波器的通过特性；

86：低噪声放大器；

88：收发信号分离电路；

90：发送用传输线路；

91、92：收发用传输线路；

100：收发模块；

110：并联电感器；

111：串联电感器；

311：四工器。

具体实施方式

[第一实施例]

参照图1a至图9的附图对根据第一实施例的收发模块100进行说明。根据第一实施例的收发模块能够对按通信标准确定的多个频段中的两个频段的频带的信号选择性地进行收发。

图1a是根据第一实施例的收发模块100的框图。收发模块100包含在相互不同的频段工作的两个双工器31、32、一个功率放大器50、按每个频段设置的两个低噪声放大器51、以及天线开关53。这些部件搭载于一片基板。在图1a中示出功率放大器50的两个三角符号表示功率放大器50被设为多级结构，例如两级结构。另外，虽然在实施例中功率放大器为两级结构，但是也可以是一级结构，还可以是三级以上的结构。

双工器31包含通带ptx1的发送滤波器31tx以及通带prx1的接收滤波器31rx。另一个双工器32包含通带ptx2的发送滤波器32tx以及通带prx2的接收滤波器32rx。

应发送的高频信号从收发电路52输入到功率放大器50。功率放大器50的输出端子经由发送用传输线路60而与两个发送滤波器31tx、32tx的发送端子(输入侧的端子)连接。发送用传输线路60由公共部分61和两个独立部分63构成，其中，公共部分61相对于两个发送滤波器31tx、32tx公共地设置，两个独立部分63在分支点62处从公共部分61分支并相对于两个发送滤波器31tx、32tx独立地设置。发送用传输线路60的两个独立部分63分别对分支点62和对应的发送滤波器31tx、32tx的发送端子进行连接。

功率放大器50覆盖两个发送滤波器31tx、32tx的通带ptx1、ptx2的频带。发送用传输线路60将从功率放大器50输出的通带ptx1、ptx2的信号传输至两个发送滤波器31tx、32tx。

作为天线开关53，使用spdt开关。双工器31的天线端子(发送滤波器31tx的输出侧的端子以及接收滤波器31rx的输入侧的端子)与天线开关53的一个接点连接。另一个双工器32的天线端子(发送滤波器32tx的输出侧的端子以及接收滤波器32rx的输入侧的端子)与天线开关53的另一个接点连接。天线开关53的公共极与天线54连接。天线开关53将两个双工器31、32中的一者选择性地与天线54连接。

双工器31、32的接收端子(接收滤波器31rx、32rx的输出侧的端子)分别与低噪声放大器51连接。由低噪声放大器放大的接收信号输入到收发电路52。

图1b是示出从分支点62观察发送滤波器31tx时的阻抗zp1、以及观察发送滤波器32tx时的阻抗zp2的频率特性的曲线图。横轴用单位“ghz”表示频率，纵轴用单位“ω”表示阻抗的绝对值。发送用传输线路60的特性阻抗(以下，有时简称为“特性阻抗”。)为50ω。即，在阻抗zp1、zp2为大约50ω时，可得到阻抗匹配。

在图1b中，示出了双工器31、32分别在按3gpp进行了标准化的通信标准的lte频段3以及lte频段1的频带工作的例子。lte频段3的上行链路的频率为1710mhz以上且1785mhz以下，下行链路的频率为1805mhz以上且1880mhz以下。lte频段1的上行链路的频率为1920mhz以上且1980mhz以下，下行链路的频率为2110mhz以上且2170mhz以下。

发送滤波器31tx的通带ptx1以及接收滤波器31rx的通带prx1分别对应于lte频段3的上行链路以及下行链路的频带。发送滤波器32tx的通带ptx2以及接收滤波器32rx的通带prx2分别对应于lte频段1的上行链路以及下行链路的频带。

阻抗zp1在发送滤波器31tx的通带ptx1中与特性阻抗50ω匹配，在另一个发送滤波器32tx的通带ptx2中为高阻抗。因此，在从功率放大器50输出的发送信号为发送滤波器31tx的通带ptx1的频率时，收发模块100与未连接发送滤波器32tx的状态等效，对发送滤波器31tx高效地供给发送信号。

相反，阻抗zp2在发送滤波器32tx的通带ptx2中与特性阻抗50ω匹配，在另一个发送滤波器31tx的通带ptx1中为高阻抗。因此，在从功率放大器50输出的发送信号为发送滤波器32tx的通带ptx2的频率时，收发模块100与未连接发送滤波器31tx的状态等效，发送信号高效地供给到发送滤波器32tx。

另外，为了实现图1b所示的阻抗特性，有时在发送用传输线路60(图1a)并联连接或串联连接电抗元件。在图1a中，省略了与发送用传输线路60连接的电抗元件、阻抗匹配电路的标记。

图1c是示出从双工器31的天线端子观察发送滤波器31tx的阻抗zat1、观察接收滤波器31rx的阻抗zar1、从双工器32的天线端子观察发送滤波器32tx的阻抗zat2、观察接收滤波器32rx的阻抗zar2的频率特性的曲线图。

阻抗zar1在接收滤波器31rx的通带prx1中与特性阻抗50ω匹配，在发送滤波器31tx的通带ptx1中为高阻抗。因此，对于从天线54供给到双工器31的通带prx1的频率的接收信号而言，天线54至接收滤波器31rx的传输线路与未连接发送滤波器31tx的状态等效。因此，通带prx1的频率的接收信号高效地供给到接收滤波器31rx。

此外，阻抗zar1在发送滤波器31tx的通带ptx1中为高阻抗。因此，对于通过发送滤波器31tx而供给到天线54的发送信号而言，发送滤波器31tx至天线54的传输线路与未连接接收滤波器31rx的状态等效。此外，观察发送滤波器31tx的输出端子侧的阻抗zat1与发送信号传输至天线54的传输线路的特性阻抗50ω匹配。

在另一个双工器32中，阻抗zat2、zar2、发送滤波器32tx的通带ptx2、以及接收滤波器32rx的通带prx2的关系也与双工器31中的它们的关系相同。

接着，对图1a至图1c的附图所示的第一实施例的优异的效果进行说明。在第一实施例中，从功率放大器50的输出端子起，在不经由开关的情况下通过发送用传输线路60连接到两个发送滤波器31tx、32tx。因此，能够避免由于插入开关而造成的损耗的产生。

当发送滤波器31tx的通带ptx1的发送信号在发送用传输线路60中传输时，从分支点62观察对方的发送滤波器32tx的阻抗zp2为高阻抗，因此发送信号以低损耗供给到发送滤波器31tx。此外，发送滤波器32tx的通带ptx2的发送信号以低损耗供给到发送滤波器32tx。

接着，参照图2a以及图2b对阻抗zp1、zp2成为高阻抗时的优选的大小进行说明。

图2a是包含功率放大器50、两个发送滤波器31tx、32tx的等效电路图。用rs表示功率放大器50的输出阻抗。用rl表示从分支点62观察进行了阻抗匹配的一方的发送滤波器时的阻抗，用rp表示观察高阻抗的一方的发送滤波器时的阻抗。将阻抗rs以及rl设为50ω，使阻抗rp变化，并通过计算求出了通过损耗。

图2b是示出从功率放大器50发送到发送滤波器的信号的通过损耗的曲线图。图2b的横轴用单位“ω”表示阻抗rp，纵轴用单位“db”表示通过损耗。

可知，随着阻抗rp变高，通过损耗减少。若考虑在功率放大器与多个发送滤波器之间插入了开关元件的情况下的插入损耗，则优选将通过损耗设为-0.4db以上，进而，更优选设为-0.25db以上。在阻抗rp为大约500ω以上的范围，通过损耗成为-0.4db以上。此外，在阻抗rp为大约800ω以上的范围，通过损耗成为-0.25db以上。

因此，在图1a中，在阻抗zp1、zp2为发送用传输线路60的特性阻抗的10倍以上的情况下，能够称为高阻抗。此外，更优选地，在阻抗zp1、zp2为发送用传输线路60的特性阻抗的16倍以上的情况下，能够称为高阻抗。

接着，参照图3a至图5f的附图对实现图1b所示的阻抗的频率特性的一个结构例进行说明。

图3a是示出根据比较例的收发模块的两个双工器31、32的连接结构的框图。传输从功率放大器50(图1a)输出的发送信号的发送用传输线路60的公共部分61在分支点62被分支为两个独立部分63。两个独立部分63分别与发送滤波器31tx、32tx的发送端子连接。

图3b以及图3c分别是在史密斯圆图上示出发送滤波器31tx、32tx的输入阻抗z1、z2的曲线图。在图3b以及图3c中，在史密斯圆图上示出的圆周表示示出对应的频带中的阻抗的点局部存在于该圆周的内部。另外，在图3d以后所示的史密斯圆图中也同样地，圆周表示示出对应的频带中的阻抗的点局部存在于该圆周的内部。

在比较例中，作为发送滤波器31tx、32tx，在独立地与功率放大器连接的结构中具有优选的阻抗特性。即，如图3b所示，发送滤波器31tx的输入阻抗z1在自身的通带ptx1中与发送用传输线路60的特性阻抗匹配。如图3c所示，另一个发送滤波器32tx也在自身的通带ptx2中输入阻抗z2与发送用传输线路60的特性阻抗匹配。发送滤波器31tx、32tx的输入阻抗z1、z2分别在对方的通带ptx2、ptx1中阻抗不匹配，是电容性的。

图3d是在史密斯圆图上示出从发送用传输线路60的公共部分61观察发送滤波器31tx、32tx侧的阻抗的曲线图。若着眼于发送滤波器31tx，则在自身的通带ptx1中并联地连接了对方的发送滤波器32tx的电容性的输入阻抗z2(图3c)。因此，通带ptx1中的阻抗z3位于史密斯圆图的第三象限(左下的1/4的区域)。同样地，通带ptx2中的阻抗z3也位于史密斯圆图的第三象限。进而，通带ptx1中的阻抗z3和通带ptx2中的阻抗z3会相互背离。从该状态难以在通带ptx1、ptx2的双方中使阻抗匹配。

图4a是示出根据第一实施例的收发模块100的两个双工器31、32的连接结构的框图。在第一实施例中，在发送用传输线路60的公共部分61，即，在输入到发送滤波器31tx和发送滤波器32tx的发送信号被公共地传输的部位，连接有并联电感器110。

图4b以及图4c分别是在史密斯圆图上示出发送滤波器31tx、32tx的输入阻抗z11、z12的曲线图。发送滤波器31tx的输入阻抗z11(图4b)在自身的通带ptx1中比特性阻抗高且是稍微电容性的。同样地，发送滤波器32tx的输入阻抗z12(图4c)也比特性阻抗高且是稍微电容性的。即，发送滤波器31tx、32tx的自身的通带ptx1、ptx2中的输入阻抗z11、z12位于史密斯圆图的第四象限(右下的1/4的区域)。

输入阻抗z11、z12分别在对方的发送滤波器32tx、31tx的通带ptx2、ptx1中是电容性的。其电容分量比自身的通带中的输入阻抗z11、z12的电容分量大。此外，对方的发送滤波器32tx、31tx的通带ptx2、ptx1中的输入阻抗z11、z12的电阻分量比自身的通带ptx1、ptx2中的输入阻抗z11、z12的电阻分量小。例如，输入阻抗z11、z12分别在对方的发送滤波器32tx、31tx的通带ptx1、ptx2中位于史密斯圆图的第四象限。

图4d是在史密斯圆图上示出在未连接并联电感器110的状态下从发送用传输线路60的公共部分61观察发送滤波器31tx、32tx侧的阻抗z13的曲线图。若着眼于发送滤波器31tx，则在自身的通带ptx1中，并联地连接了对方的发送滤波器32tx的电容性的输入阻抗z12(图4c)，由此阻抗z13(图4d)位于史密斯圆图的第三象限。同样地，在发送滤波器32tx的通带ptx2中，阻抗z13(图4d)电位于史密斯圆图的第三象限。

此时，通带ptx2中的输入阻抗z11(图4b)以及通带ptx1中的输入阻抗z12(图4c)的电容分量设定为使通带ptx1中的阻抗z13(图4d)与通带ptx2中的阻抗z13(图4d)接近。

图4e是在史密斯圆图上示出在连接了并联电感器110的状态下从发送用传输线路60的信号输入端观察发送滤波器31tx、32tx侧的阻抗z14的曲线图。通过在阻抗z13(图4d)连接并联电感器110，从而阻抗z14变得比阻抗z13靠近史密斯圆图的中心。并联电感器110的大小选择为使阻抗z14位于史密斯圆图的中心附近。并联电感器110的阻抗在发送滤波器31tx的通带ptx1与发送滤波器32tx的通带ptx2之间不同。通过有意地使发送滤波器31tx的输入阻抗与发送滤波器32tx的输入阻抗的初始设定值不一致，从而能够用一个并联电感器110使两者与50ω匹配。

在第一实施例中，在将发送滤波器31tx、32tx的发送端子相互连接的状态下，预先使通带ptx1、ptx2中的阻抗z13在史密斯圆图的第三象限中接近。其结果是，能够使用并联电感器110在通带ptx1、ptx2的双方中使阻抗z14与特性阻抗匹配。

图5a以及图5b分别是根据第一实施例的收发模块的、并联电感器110的连接前以及连接后的框图。另外，虽然在图5b中将并联电感器110连接到分支点62，但是在工作上与图4a所示的结构等效。

图5c以及图5d分别是在史密斯圆图上示出仅着眼于发送滤波器31tx的通带ptx1的情况下的阻抗的曲线图。图5c是在史密斯圆图上示出未连接并联电感器110的状态(图5a)下从分支点62观察发送滤波器31tx的阻抗z21以及观察发送滤波器32tx的阻抗z22的曲线图。图5d是在史密斯圆图上示出在连接了并联电感器110的状态(图5b)下从分支点62观察发送滤波器31tx的阻抗z23以及观察发送滤波器32tx的阻抗z24的曲线图。

连接了并联电感器110之后的、观察发送滤波器31tx的阻抗z23比连接并联电感器110之前的阻抗z21(图5c)靠近史密斯圆图的中心。此外，连接了并联电感器110之后的、观察发送滤波器32tx的阻抗z24比连接并联电感器110之前的阻抗z22(图5c)靠近史密斯圆图的阻抗无限大的点。

图5e以及图5f分别是在史密斯圆图上示出仅着眼于发送滤波器32tx的通带ptx2的情况下的阻抗的曲线图。与通带ptx1的情况(图5c、图5d)同样地，连接了并联电感器110之后的阻抗z24位于史密斯圆图的中心附近，阻抗z23位于史密斯圆图的阻抗无限大的点的附近。

像这样，在第一实施例中，在从分支点62观察发送滤波器31tx时，在自身的通带ptx1中与特性阻抗匹配，在对方侧的通带ptx2中成为高阻抗。同样地，在从分支点62观察发送滤波器32tx时，在自身的通带ptx2中与特性阻抗匹配，在对方侧的通带ptx1中成为高阻抗。这相当于图1b所示的阻抗特性。

接着，对用于使阻抗z23、z24在自身的通带ptx1、ptx2中与特性阻抗匹配且在对方的通带ptx2、ptx1中为高阻抗的优选的条件进行说明。

优选的是，如图4b以及图4c所示，发送滤波器31tx、32tx的自身的通带ptx1、ptx2中的输入阻抗z11、z12设为比特性阻抗50ω高。此外，若使输入阻抗z11、z12过高，则难以谋求阻抗匹配，因此优选设为60ω以下。一般来说，优选的是，使自身的通带ptx1、ptx2中的输入阻抗z11、z12比特性阻抗高且设为特性阻抗的1.2倍以下。

接着，参照图6a以及图6b对根据第一实施例的收发模块的功率放大器50与发送滤波器31tx、32tx之间的阻抗匹配电路的例子进行说明。

图6a以及图6b是根据第一实施例的收发模块100(图1a)的功率放大器50与发送滤波器31tx、32tx之间的阻抗匹配电路的等效电路图。在功率放大器50与分支点62之间的发送用传输线路60的公共部分61插入有阻抗匹配电路64。图6a所示的阻抗匹配电路64由两个串联电感器、两个并联电容器、以及一个串联电容器构成。图6b所示的阻抗匹配电路64由一个串联电感器、两个串联电容器、一个并联电容器、以及一个并联电感器构成。在阻抗匹配电路64与分支点62之间的发送用传输线路60的公共部分61连接有并联电感器110(图4a)。

如图6a或图6b所示，通过在阻抗匹配电路64与分支点62之间连接并联电感器110，由此能够使从阻抗匹配电路64与并联电感器110之间的发送用传输线路60观察功率放大器50侧以及发送滤波器31tx、32tx侧的阻抗匹配。另外，匹配电路64的拓扑结构并不限定于图6a以及图6b所示的连接。

接着，参照图7、图8、图9对两个双工器31、32所覆盖的lte频段的组合的例子进行说明。

图7以及图8是示出遵循按照3gpp进行了标准化的通信标准的lte频段各自的上行链路以及下行链路的频带的图表。图7示出1500mhz频带以上且2200mhz频带以下的lte频段，图8示出600mhz频带以上且900mhz频带以下的lte频段。显示了上行链路以及下行链路的双方的频带的lte频段是双工模式为频分复用方式的lte频段。显示了仅上行链路的频带的lte频段是双工模式为时分复用方式的lte频段。显示了仅下行链路的频带的lte频段是附加下行链路(supplementaldownlink)用的lte频段。

例如，图7所示的lte频段3、4、9、10、以及66的上行链路的频带相互重叠。此外，图8所示的lte频段5以及6的上行链路的频带相互重叠。如图1b所示，根据第一实施例的收发模块能够应用于一个发送滤波器31tx的通带ptx1和另一个发送滤波器32tx的通带ptx2不重叠的情况。上行链路的频带相互重叠的两个lte频段无法由根据第一实施例的收发模块覆盖。

图9是示出能够用基于根据第一实施例的收发模块的双工器31、32(图1a)覆盖的lte频段的组合的例子的图表。例如，能够设为如下结构，即，一个双工器31覆盖lte频段1，另一个双工器32覆盖lte频段3。另外，能够用根据第一实施例的收发模块覆盖的lte频段的组合并不限定于图9所示的组合。根据第一实施例的收发模块能够覆盖上行链路的频带不重叠的两个lte频段。此外，即使在以后提出的新的频段中，也能够应用根据第一实施例的收发模块。

[第二实施例]

接着，参照图10a至图11f的附图对根据第二实施例的收发模块100进行说明。以下，关于与根据第一实施例的收发模块100共同的结构，省略说明。

图10a是示出根据第二实施例的收发模块100的两个双工器31、32的连接结构的框图。虽然在第一实施例中，在发送用传输线路60的公共部分61连接有并联电感器110，但是在第二实施例中，在与发送滤波器32tx连接的发送用传输线路60的独立部分63插入有串联电感器111。发送滤波器31tx直接连结于分支点62。

图10b以及图10c分别是在史密斯圆图上示出发送滤波器31tx、32tx的输入阻抗z31、z32的曲线图。发送滤波器31tx的输入阻抗z31(图10b)在自身的通带ptx1中比特性阻抗高且是稍微电容性的。此外，对方的发送滤波器32tx的通带ptx2中的输入阻抗z31与自身的通带ptx1中的输入阻抗z31相比，具有小的电阻分量以及大的电容分量。例如，发送滤波器31tx的自身的通带ptx1以及对方的通带ptx2中的输入阻抗z31(图10b)均位于史密斯圆图的大致第四象限。

发送滤波器32tx的输入阻抗z32(图10c)在自身的通带ptx2中比特性阻抗低且是稍微电容性的。此外，对方的发送滤波器31tx的通带ptx1中的输入阻抗z32与自身的通带ptx2中的输入阻抗z32相比，具有小的电阻分量以及小的电容分量。发送滤波器32tx的自身的通带ptx2以及对方的通带ptx1中的输入阻抗z32(图10c)均位于史密斯圆图的第三象限。

图10d是在史密斯圆图上示出在插入了串联电感器111的状态下隔着串联电感器111观察发送滤波器32tx的阻抗z33的曲线图。插入了串联电感器111之后的、自身的通带ptx2中的阻抗z33比特性阻抗略高且是电感性的。此外，对方的通带ptx1中的阻抗z33也成为电感性。阻抗z33在通带ptx1、ptx2的双方中位于史密斯圆图的第一象限(右上的1/4的区域)。

图10e是在史密斯圆图上示出在连接了串联电感器111的状态下从发送用传输线路60的信号输入端观察发送滤波器31tx、32tx侧的阻抗z34的曲线图。在发送滤波器31tx、32tx的通带ptx1、ptx2各自中分别并联地连接对方的阻抗，因此阻抗z34在通带ptx1、ptx2的双方中位于史密斯圆图的中心附近。

在第二实施例中，预先使发送滤波器31tx的自身的通带ptx1中的输入阻抗z31比特性阻抗略高，使发送滤波器32tx的自身的通带ptx2中的输入阻抗z32比特性阻抗略低。通过像这样设定，从而能够使用串联电感器111在通带ptx1、ptx2的双方中使阻抗z34与特性阻抗匹配。

图11a以及图11b分别是根据第二实施例的收发模块的、串联电感器111的连接前以及连接后的框图。

图11c以及图11d分别是在史密斯圆图上示出着眼于发送滤波器31tx的通带ptx1的情况下的阻抗的曲线图。图11e以及图11f分别是在史密斯圆图上示出着眼于发送滤波器32tx的通带ptx2的情况下的阻抗的曲线图。

图11c是在史密斯圆图上示出在未连接串联电感器111的状态(图11a)下从分支点62观察发送滤波器31tx的阻抗z41以及观察发送滤波器32tx的阻抗z42的曲线图。图11d是在史密斯圆图上示出在连接了串联电感器111的状态(图11b)下从分支点62观察发送滤波器31tx的阻抗z43以及观察发送滤波器32tx的阻抗z44的曲线图。图11e是在史密斯圆图上示出在未连接串联电感器111的状态(图11a)下从分支点62观察发送滤波器31tx的阻抗z41以及观察发送滤波器32tx的阻抗z42的曲线图。图11f是在史密斯圆图上示出在连接了串联电感器111的状态(图11b)下从分支点62观察发送滤波器31tx的阻抗z43以及观察发送滤波器32tx的阻抗z44的曲线图。

在捆绑了两个发送滤波器31tx、32tx的情况下，理想的是，从分支点62观察发送滤波器31tx、32tx的阻抗在对方的通带ptx2、ptx1中成为高阻抗。越是从高阻抗的状态偏离，越不能得到向所希望的阻抗的匹配，损耗越增加。

作为实现上述的理想状态的一种方法，在第二实施例中，如图11b所示插入串联电感器111。需要进行调整，使得最终在自身的通带中从分支点62观察对方的阻抗成为高阻抗，并且观察自身侧的阻抗成为所希望的阻抗(50ω)。在第二实施例中，像在以下说明的那样，考虑从分支点62观察对方的阻抗而将观察自身侧的阻抗调整为低阻抗，由此使捆绑了发送滤波器31tx、32tx时的自身的通带中的观察自身侧的阻抗与所希望的阻抗(50ω)匹配。

在通带ptx1中，在未插入串联电感器111的状态下，如图11c所示，在发送滤波器31tx的通带ptx1中，阻抗z41与图10b所示的输入阻抗z31同样地比特性阻抗略高且是电容性的。此外，阻抗z42与阻抗z41相比，具有小的电阻分量以及大的电容分量。阻抗z41、z42均位于史密斯圆图的第四象限。

若插入串联电感器111，则如图11d所示，从分支点62观察发送滤波器31tx的阻抗z43从阻抗z41(图11c)变化，位于史密斯圆图的中心附近。此外，从分支点62隔着串联电感器111观察发送滤波器32tx的阻抗z44从阻抗z42(图11c)变化，位于阻抗无限大的点的附近。

在通带ptx2中，在未插入串联电感器111的状态下，如图11e所示，在发送滤波器32tx的通带ptx2中，阻抗z42与图10c所示的输入阻抗z32同样地比特性阻抗略低且是电容性的。此外，阻抗z41与阻抗z42相比，具有小的电阻分量以及小的电容分量。阻抗z41、z42均位于史密斯圆图的第三象限。

若插入串联电感器111，则如图11f所示，从分支点62观察发送滤波器32tx的阻抗z44从阻抗z42(图11e)变化，位于史密斯圆图的中心附近。此外，从分支点62观察发送滤波器31tx的阻抗z43从阻抗z41(图11e)变化，位于阻抗无限大的点的附近。

像这样，在第二实施例中，从分支点62观察发送滤波器31tx的阻抗z43在自身的通带ptx1中与特性阻抗匹配，在对方侧的通带ptx2中成为高阻抗。同样地，从分支点62观察发送滤波器32tx的阻抗z44在自身的通带ptx2中与特性阻抗匹配，在对方侧的通带ptx1中成为高阻抗。这相当于图1b所示的阻抗特性。

接着，对用于使阻抗z43、z44在自身的通带ptx1、ptx2中与特性阻抗匹配且在对方的通带ptx2、ptx1中为高阻抗的优选的条件进行说明。

优选的是，如图10b所示，发送滤波器31tx的自身的通带ptx1中的输入阻抗z31(图10a)设为比特性阻抗50ω略高。若使输入阻抗z31过高，则难以谋求阻抗匹配，因此优选设为60ω以下。一般来说，优选的是，使自身的通带ptx1中的输入阻抗z31比特性阻抗高且设为特性阻抗的1.2倍以下。

优选的是，如图10c所示，发送滤波器32tx的自身的通带ptx2中的输入阻抗z32(图10a)设为比特性阻抗50ω略低。若使输入阻抗z32过低，则难以谋求阻抗匹配，因此优选设为40ω以上。一般来说，优选的是，使自身的通带ptx2中的输入阻抗z32比特性阻抗低且设为特性阻抗的0.8倍以上。

虽然在第二实施例中将串联电感器111(图10a)连接到一个发送滤波器32tx，但是也可以根据所捆绑的多个发送滤波器31tx、32tx的输入阻抗而连接到另一个发送滤波器31tx。进而，也可以将串联电感器连接到双方的发送滤波器31tx、32tx。

在第二实施例中，输入到发送滤波器31tx、32tx中的在自身的通带中具有比发送用传输线路60的特性阻抗高的输入阻抗z31的发送滤波器31tx的信号不通过串联电感器111(图10a)。输入到在自身的通带中具有比发送用传输线路60的特性阻抗低的输入阻抗z32的发送滤波器32tx的信号通过串联电感器111。

[第三实施例]

接着，参照图12a至图13f的附图对根据第三实施例的收发模块100进行说明。以下，关于与根据第一实施例的收发模块100共同的结构，省略说明。

图12a是示出根据比较例的收发模块100的双工器31、32的连接结构的框图。与第一实施例同样地，两个发送滤波器31tx、32tx的发送端子被捆绑并连接到公共的发送用传输线路60。

图12b是示出两个发送滤波器31tx、32tx的通过特性的曲线图。横轴表示频率，纵轴表示增益。在发送滤波器31tx的通带ptx1、以及发送滤波器32tx的通带ptx2中，可得到大的增益。

在通带ptx1、ptx2以外的频带中，显现出发送滤波器31tx、32tx中的带外衰减量小的一方(带外衰减特性差的一方)的特性。在图12b中，在比通带ptx1、ptx2中的任一者都高的频带中，用虚线示出发送滤波器31tx、32tx中的带外衰减特性好的一方的增益71，用实现示出带外衰减特性差的一方的增益72。若将两个发送滤波器31tx、32tx的发送端子捆绑，则显现出用实线示出的带外衰减特性差的一方的增益72。因此，与单独使用发送滤波器31tx、32tx的情况相比，通带ptx1、ptx2的发送信号的谐波的衰减特性会变差。

图13a是示出根据第三实施例的收发模块100的双工器31、32的连接结构的框图。在发送用传输线路60的公共部分61插入有低通滤波器73。将低通滤波器73的通带标记为pbl。

图13b是在两个发送滤波器31tx、32tx的通过特性叠加示出低通滤波器73的通过特性74的曲线图。低通滤波器73的截止频率比发送滤波器31tx、32tx的通带ptx1、ptx2中的最高的频率高。因此，低通滤波器73不对通带ptx1、ptx2的发送信号的传输造成影响。

在通带ptx1、ptx2的谐波的频带中，低通滤波器73的增益下降。因此，能够恢复由于将两个发送滤波器31tx、32tx的发送端子捆绑而造成的谐波的衰减特性的劣化。为了得到恢复谐波的衰减特性的劣化的充分效果，优选将低通滤波器73的截止频率设为通带ptx1、ptx2的最低的频率的相当于第二谐波的频率以下。

图13c、图13d、图13e、以及图13f是示出低通滤波器73的一个例子的等效电路图。作为低通滤波器73，能够使用图13c所示的π型滤波器、图13d所示的lc并联谐振电路、图13e以及图13f所示的l型滤波器等。

[第四实施例]

接着，参照图14a以及图14b对根据第四实施例的收发模块100进行说明。以下，关于与根据第一实施例的收发模块共同的结构，省略说明。

图14a是示出根据比较例的收发模块的两个双工器31、32的连接结构以及传输线路的配置的图。在双工器31设置有发送端子31tt、接收端子31rt、以及天线端子31at。从发送端子31tt输入的信号被供给到发送滤波器31tx，通过了接收滤波器31rx的接收信号从接收端子31rt输出。通过了发送滤波器31tx的发送信号从天线端子31at输出，并且由天线54(图1a)接收的接收信号被输入到天线端子33at。

在另一个双工器32，也同样地设置有发送端子32tt、接收端子32rt、以及天线端子32at。在俯视下，一个双工器31的发送端子31tt、接收端子31rt、以及天线端子31at的位置关系与另一个双工器32的发送端子32tt、接收端子32rt、以及天线端子32at的位置关系相同。

一般来说，两个双工器31、32安装到安装基板，使得双工器31的发送端子31tt、接收端子31rt、以及双工器32的发送端子32tt、接收端子32rt沿着一条假想直线排列。因此，在一个双工器31的发送端子31tt与另一个双工器32的发送端子32tt之间配置一个接收端子31rt。

与两个发送端子31tt以及发送端子32tt连接的公共的发送用传输线路60的独立部分63和与接收端子31rt连接的接收用传输线路65在俯视下交叉。在交叉部位，发送用传输线路60和接收用传输线路65进行电磁耦合，因此两者的隔离度劣化。在以下说明的第四实施例中，能够抑制发送用传输线路60与接收用传输线路65的隔离度的劣化。

图14b是示出根据第四实施例的收发模块100的两个双工器31、32的连接结构以及传输线路的配置的图。

在第四实施例中，一个双工器31的发送端子31tt、接收端子31rt、以及天线端子31at的位置关系和另一个双工器32的发送端子32tt、接收端子32rt、以及天线端子32at的位置关系在俯视下具有镜面对称的关系。两个双工器31、32安装到安装基板，使得在将一个双工器31的发送端子31tt、接收端子31rt和另一个双工器32的发送端子32tt、接收端子32rt沿着一条假想直线配置时发送端子31tt与发送端子32tt相邻。进而，发送用传输线路60和接收用传输线路65配置为在俯视下不交叉。

接着，对第四实施例的优异的效果进行说明。

在第四实施例中，因为发送用传输线路60和接收用传输线路65在俯视下不交叉，所以能够抑制两者的隔离度的劣化。其结果是，可得到能够抑制谐波的环绕等这样的优异的效果。

接着，参照图14c对第四实施例的第一变形例进行说明。

图14c是示出根据第四实施例的第一变形例的收发模块100的四工器311、和与四工器311连接的发送用传输线路60以及接收用传输线路65的配置的图。四工器311包含两个发送滤波器31tx、32tx、以及两个接收滤波器31rx、32rx。在四工器311中设置有两个发送端子31tt、32tt、两个接收端子31rt、32rt、以及一个天线端子31at。

在俯视下，在两个发送端子31tt与32tt之间未配置接收端子31rt、32rt。与两个发送端子31tt、32tt连接的发送用传输线路60和分别与两个接收端子31rt、32rt连接的两条接收用传输线路65配置为在俯视下不交叉。因此，即使在第一变形例中，也与第四实施例(图14b)的情况同样地，能够抑制发送用传输线路60与接收用传输线路65的隔离度的劣化。

接着，参照图15a以及图15b对第四实施例的第二变形例进行说明。

图15a是示出根据第四实施例的第二变形例的收发模块100的两个双工器31、32的连接结构以及传输线路的配置的图。在第二变形例中，与图14a所示的比较例的情况同样地，一个双工器31的发送端子31tt、接收端子31rt、以及天线端子31at和另一个双工器32的发送端子32tt、接收端子32rt、以及天线端子32at的俯视下的位置关系相同。因此，发送用传输线路60和接收用传输线路65在俯视下交叉。

在发送用传输线路60与接收用传输线路65的交叉部位，两者关于安装基板的厚度方向配置在不同的位置。在交叉部位的两者之间配置有接地平面66。

图15b是发送用传输线路60与接收用传输线路65的交叉部位的剖视图。接收用传输线路65由两个第一部分65a、两个过孔导体65c、以及一个第二部分65b构成。在安装基板67的表面配置有发送用传输线路60、以及接收用传输线路65的第一部分65a。两个第一部分65a在发送用传输线路60与接收用传输线路65的交叉部位被分割。被分割的两个第一部分65a经由配置在内层的第二部分65b以及两个过孔导体65c相互连接。

在表面的发送用传输线路60与内层的第二部分65b之间配置有接地平面66。接地平面66作为使发送用传输线路60与接收用传输线路65的电磁耦合降低的屏蔽层而发挥功能。

虽然在第四实施例的第二变形例中，发送用传输线路60和接收用传输线路65在俯视下交叉，但是因为在交叉部位配置有作为屏蔽层而发挥功能的接地平面66，所以能够抑制两者的隔离度的劣化。

[第五实施例]

接着，参照图16对根据第五实施例的收发模块100进行说明。以下，关于与根据第一实施例的收发模块100共同的结构，省略说明。

图16是根据第五实施例的收发模块100的框图。虽然根据第一实施例的收发模块100包含两个双工器31、32(图1a)，但是根据第五实施例的收发模块100包含两个以上的双工器，例如，四个双工器31、32、34、35。进而，收发模块100包含两个收发滤波器37trx、38trx。四个双工器31、32、34、35、以及两个收发滤波器37trx、38trx覆盖不同的lte频段。四个双工器31、32、34、35所覆盖的lte频段是频分复用方式的lte频段，两个收发滤波器37trx、38trx所覆盖的lte频段是时分复用方式的lte频段。

双工器31的发送端子和双工器32的发送端子被捆绑，并连接到公共的发送用传输线路60。双工器31、32的通带和阻抗的关系与根据第一实施例的收发模块100(图1a)的情况相同。同样地，双工器34的发送端子和双工器35的发送端子被捆绑，并连接到公共的发送用传输线路90。双工器34、35的通带和阻抗的关系也与根据第一实施例的收发模块100(图1a)的情况相同。在收发滤波器37trx、38trx的收发端子分别连接有收发用传输线路91、92。

功率放大器50的输出端子与开关55的一个公共极连接。四条发送用传输线路60、90、收发用传输线路91、92分别与开关55的四个接点连接。通过切换开关55，由此从功率放大器50输出的发送信号选择性地被供给到双工器31、32的组、双工器34、35的组、收发滤波器37trx、以及收发滤波器38trx中的一个。

双工器31、32、34、35的接收端子分别与低噪声放大器51连接。通过了收发滤波器37trx、38trx的接收信号分别经由开关55供给到低噪声放大器86。

双工器31、32、34、35、收发滤波器37trx、38trx的天线端子分别连接到sp6t构造的天线开关53的六个接点。在天线开关53的一个公共极连接有天线54。

接着，对第五实施例的优异的效果进行说明。

在第一实施例中，功率放大器50和两个双工器31、32直接连接。另外，“直接连接”的结构意味着在不经由开关的情况下始终连接，还包含经由阻抗匹配电路等连接的结构。相对于此，在第五实施例中，功率放大器50与双工器31、32的组、双工器34、35的组、收发滤波器37trx、38trx经由开关55连接。因此，根据第五实施例的收发模块能够应对更多的lte频段。此外，通过共用发送侧的双工器的端子，从而能够削减频段切换用的开关55的接点数。具体地，能够从作为lte频段数(发送滤波器的个数)的六个削减到四个。通过削减接点数，由此能够降低起因于开关55的损耗。

如果进一步详细地叙述其效果的话，那么在第五实施例中，通过在功率放大器50与双工器31等之间配置了开关55，由此与第一实施例的情况相比，能够用一个功率放大器50覆盖更多的lte频段。此外，两个双工器31、32被捆绑并连接到一条发送用传输线路60，另外两个双工器34、35被捆绑并连接到一条发送用传输线路90，因此能够使开关55的接点的个数比双工器的个数少。若接点的个数减少，则可得到开关55的插入损耗变小这样的优异的效果。除此以外，无需考虑各个接点间的隔离度特性，与在接点数多的情况下使用的开关相比，可缓和对开关55要求的特性。

[第六实施例]

接着，参照图17a至图17c的附图对根据第六实施例的收发模块100进行说明。以下，关于与根据第一实施例的收发模块100共同的结构，省略说明。

图17a是根据第六实施例的收发模块100的框图。在第一实施例中，两个双工器31、32被捆绑并连接到一条发送用传输线路60。相对于此，在第六实施例中，三个双工器31、32、33被捆绑并连接到一条发送用传输线路60。双工器33包含发送滤波器33tx以及接收滤波器33rx。

图17b是示出从发送用传输线路60的分支点62观察双工器31、32、33的发送滤波器31tx、32tx、33tx各自的阻抗的频率特性的曲线图。横轴用单位“ghz”表示频率，纵轴用单位“ω”表示阻抗的绝对值。分别用ptx1、ptx2、ptx3表示发送滤波器31tx、32tx、33tx的通带。图17b示出双工器31、32、33所覆盖的lte频段分别为lte频段8、14、以及17的例子。在该情况下，通带ptx1为880mhz以上且915mhz以下，通带ptx2为788mhz以上且798mhz以下，通带ptx3为704mhz以上且716mhz以下。

从分支点62观察发送滤波器31tx、32tx、33tx的阻抗zp1、zp2、zp3分别在所观察的发送滤波器31tx、32tx、33tx的通带ptx1、ptx2、ptx3中与特性阻抗50ω匹配。在所观察的发送滤波器以外的发送滤波器的通带中，阻抗zp1、zp2、zp3为高阻抗。

图17c是示出从天线侧观察发送滤波器31tx、32tx、33tx的阻抗zat1、zat2、zat3、以及观察接收滤波器31rx、32rx、33rx的阻抗zar1、zar2、zar3的频率特性的曲线图。横轴用单位“ghz”表示频率，纵轴用单位“ω”表示阻抗的绝对值。

以下，着眼于一个双工器31对阻抗的频率特性进行说明。在其它双工器32、33中，也实现了同样的阻抗的频率特性。观察发送滤波器31tx的阻抗zat1在发送滤波器31tx的通带ptx1中与特性阻抗匹配，在接收滤波器31rx的通带prx1中为高阻抗。观察接收滤波器31rx的阻抗zar1在接收滤波器31rx的通带prx1中与特性阻抗匹配，在发送滤波器31tx的通带ptx1中为高阻抗。

接着，对第六实施例的优异的效果进行说明。

在第六实施例中，三个双工器31、32、33在不经由开关的情况下与一个功率放大器50(图1a)连接。因此，能够在三个lte频段中进行信号的收发。从分支点62观察发送滤波器31tx、32tx、33tx的阻抗zp1、zp2、zp3分别在自身的通带ptx1、ptx2、ptx3中与特性阻抗匹配。进而，在其它发送滤波器的通带中，从分支点62观察发送滤波器31tx、32tx、33tx的阻抗zp1、zp2、zp3为高阻抗，因此与未连接其它发送滤波器的状态大致等效。因此，能够将某个lte频段的发送信号以低损耗供给到覆盖该lte频段的双工器。

接着，对第六实施例的变形例进行说明。

虽然在第六实施例中将三个双工器31、32、33捆绑并连接到公共的发送用传输线路60，但是也可以采用将四个以上的双工器捆绑并连接到公共的发送用传输线路的结构。

[第七实施例]

接着，参照图18a以及图18b对根据第七实施例的收发模块100进行说明。以下，关于与根据第六实施例的收发模块100(图17a)共同的结构，省略说明。

图18a是示出根据比较例的收发模块的三个双工器31、32、33的连接结构、以及传输线路的配置的图。双工器31与图14a所示的比较例同样地具有发送端子31tt、接收端子31rt、天线端子31at。同样地，双工器32具有发送端子32tt、接收端子32rt、天线端子32at，双工器33具有发送端子33tt、接收端子33rt、天线端子33at。

发送端子、接收端子、天线端子的位置关系在三个双工器31、32、33中相同。三个双工器31、32、33的姿势对齐并安装到安装基板，发送端子31tt、32tt、33tt连接到公共的发送用传输线路60。三个接收端子31rt、32rt、33rt分别连接到接收用传输线路65。若像这样安装，则在俯视下发送用传输线路60至少在两处与接收用传输线路65交叉。因此，发送用传输线路60与接收用传输线路65的隔离度劣化。

图18b是用于根据第七实施例的收发模块100的收发信号分离电路88的框图。根据第七实施例的收发信号分离电路88具有三个双工器31、32、33(图18a)的功能。即，收发信号分离电路88包含三个发送滤波器31tx、32tx、33tx、以及三个接收滤波器31rx、32rx、33rx。

收发信号分离电路88具有三个发送端子31tt、32tt、33tt、三个接收端子31rt、32rt、33rt、以及一个天线端子31at。三个发送端子31tt、32tt、33tt沿着一条假想直线排列，在发送端子31tt、32tt、33tt之间未配置接收端子31rt、32rt、33rt。三个发送端子31tt、32tt、33tt被捆绑并连接到公共的发送用传输线路60。在三个接收端子31rt、32rt、33rt分别连接有接收用传输线路65。发送用传输线路60与任一个接收用传输线路65均不交叉。

接着，对第七实施例的优异的效果进行说明。

在根据第七实施例的收发模块100中，发送用传输线路60和接收用传输线路65在俯视下不交叉。因此，能够抑制两者的隔离度的劣化。

[第八实施例]

接着，参照图19对根据第八实施例的收发模块100进行说明。以下，关于与根据第六实施例的收发模块(图17a)共同的结构，省略说明。

图19是根据第八实施例的收发模块100的框图。在第六实施例中，将三个双工器31、32、33的发送滤波器31tx、32tx、33tx捆绑并经由公共的发送用传输线路60连接到功率放大器50(图1a)的输出端子。相对于此，在第八实施例中，将三个双工器31、32、33的发送滤波器31tx、32tx、33tx捆绑并经由公共的发送用传输线路60连接到频段切换用的开关55的一个接点。作为开关55，使用sp4t开关。

进而，根据第八实施例的收发模块100具有六个双工器34、35、36、39、40、41、以及接收滤波器42rx。三个双工器34、35、36的发送滤波器34tx、35tx、36tx被捆绑并连接到开关55的一个接点。进而，两个双工器39、40的发送滤波器39tx、40tx被捆绑并连接到开关55的一个接点。双工器41的发送滤波器41tx单独连接到开关55的一个接点。

九个双工器31、32、33、34、35、36、39、40、41的天线端子分别与天线开关53的接点连接。天线开关53的一个接点与接收滤波器42rx的天线端子连接。

作为一个例子，连接到开关55的一个接点的三个双工器31、32、33分别覆盖lte频段8、14、17。连接到开关55的另一个接点的三个双工器34、35、36分别覆盖lte频段20、13、12。连接到开关55的另一个接点的两个双工器39、40分别覆盖lte频段26、71。单独连接到开关55的一个接点的双工器41覆盖lte频段28。接收滤波器42rx覆盖附加下行链路用的lte频段29。

关于连接到开关55的一个接点的三个双工器31、32、33，从功率放大器50侧观察各发送滤波器31tx、32tx、33tx的阻抗的频率特性与第六实施例中的阻抗zp1、zp2、zp3(图17a、图17b)的情况相同。关于连接到开关55的另一个接点的三个双工器34、35、36，从功率放大器50侧观察各发送滤波器31tx、32tx、33tx的阻抗的频率特性也与第六实施例中的阻抗zp1、zp2、zp3(图17a、图17b)的情况相同。

关于捆绑在开关55的另一个接点的两个双工器39、40，从功率放大器50侧观察发送滤波器39tx、40tx的阻抗的频率特性与第一实施例中的阻抗zp1、zp2(图1a、图1b)的情况相同。

多个双工器的接收滤波器以及单独的接收滤波器42rx的接收端子分别与低噪声放大器(在图19中未图示)连接。

若切换开关55，则从功率放大器50输出的发送信号选择性地被供给到三个双工器31、32、33的组、三个双工器34、35、36的组、两个双工器39、40的组、以及单独的双工器41中的任一者。

接着，对第八实施例的优异的效果进行说明。

在第八实施例中，也与第一实施例(图1a)、第六实施例(图17a)的情况同样地，一个双工器能够在几乎不受被捆绑的其它双工器的影响的情况下在自身所覆盖的lte频段正常地工作。此外，与第五实施例(图16)的情况同样地，与一个功率放大器50所覆盖的lte频段的数目相比，能够削减开关55的接点数，因此能够降低开关55的插入损耗。

接着，参照图20对根据第八实施例的第一变形例的收发模块100进行说明。

图20是根据第八实施例的第一变形例的收发模块100的框图。虽然在第八实施例中，作为频段切换用的开关55(图19)而使用了sp4t开关，但是在第一变形例中，使用两个spdt开关55a、55b。第一变形例的收发模块100与两个spdt开关55a、55b对应地具有两个功率放大器50a、50b。功率放大器50a、50b的输出端子分别与spdt开关55a、55b的一个公共极连接。

三个双工器31、32、33被捆绑并连接到spdt开关55a的一个接点，三个双工器34、35、36被捆绑并连接到spdt开关55a的另一个接点。两个双工器39、40被捆绑并连接到spdt开关55b的一个接点，双工器41单独连接到spdt开关55b的另一个接点。

在第一变形例中，与第八实施例相比，一个功率放大器50a、50b所覆盖的lte频段数少。因此，作为功率放大器50a、50b，能够使用比用于根据第八实施例的收发模块100的功率放大器50(图19)窄带的功率放大器。进而，频段切换用的spdt开关55a、55b各自的接点数比第八实施例的频段切换用的开关55的接点数少。因此，能够使spdt开关55a、55b的插入损耗比第八实施例的开关55的插入损耗降低。

接着，参照图21对根据第八实施例的第二变形例的收发模块100进行说明。

图21是根据第八实施例的第二变形例的收发模块100的框图。在第二变形例中，功率放大器50由一个初级功率放大器50f和四个输出级功率放大器50d1、50d2、50d3、50d4构成。从初级功率放大器50f输出的发送信号被输入到四个输出级功率放大器50d1、50d2、50d3、50d4。

三个双工器31、32、33被捆绑并连接到一个输出级功率放大器50d1，其它三个双工器34、35、36被捆绑并连接到另一个输出级功率放大器50d2。两个双工器39、40被捆绑并连接到一个输出级功率放大器50d3，双工器41单独连接到一个输出级功率放大器50d4。

在第二变形例中，输出级功率放大器50d1、50d2、50d3、50d4和与它们对应的双工器不经由开关而直接连结。因此，能够防止由于插入开关而造成的插入损耗的产生。

[第九实施例]

接着，参照图22a、图22b、图22c对根据第九实施例的收发模块100进行说明。以下，关于与根据第一实施例(图1a、图1b、图1c)的收发模块100共同的结构，省略说明。

图22a是根据第九实施例的收发模块100的框图。在前面说明的第一实施例中，两个双工器31、32经由天线开关53而与天线54连接。因此，仅进行由天线开关53选择的一个双工器所覆盖的lte频段的信号的收发。相对于此，在第九实施例中，在两个双工器31、32分别连接有天线54a、54b。因此，根据第九实施例的收发模块100能够应对将两个lte频段捆绑而作为一个通信线路进行数据通信的频段间载波聚合。

图22b是示出输入到功率放大器50的信号s1的频谱的曲线图。信号s1包含一个双工器31的发送滤波器31tx的通带ptx1内的频率f1的信号和另一个双工器32的发送滤波器32tx的通带ptx2内的频率f2的信号的双方。功率放大器50覆盖通带ptx1、ptx2的双方的频带。作为一个例子，双工器31、32分别覆盖lte频段3以及lte频段1。

图22c是示出被功率放大器50进行了放大的信号s2的频谱的曲线图。功率放大器50将频率f1的信号和频率f2的信号的双方进行放大并输出。

在通带ptx1中，从分支点62观察一个发送滤波器31tx的阻抗与特性阻抗匹配，观察另一个发送滤波器32tx的阻抗为高阻抗。即，阻抗和通带的关系与根据第一实施例的收发模块100(图1a)的阻抗zp1、zp2的情况相同。因此，频率f1的信号几乎被供给到发送滤波器31tx。相反，频率f2的信号几乎被供给到发送滤波器32tx。

接着，对第九实施例的优异的效果进行说明。

在第九实施例中，在功率放大器50与两个双工器31、32之间未插入开关，因此能够用一个功率放大器50来应对使用了两个lte频段的频段间载波聚合。进而，即使两个双工器31、32被捆绑，也能够确保与单独工作的情况同等的效率。进而，能够用一个功率放大器50来处理跨越lte频段的两个发送信号也是第九实施例的一个特征。

接着，对第九实施例的变形例进行说明。虽然在第九实施例中，在双工器31、32分别连接有天线54a、54b，但是也可以由两个双工器31、32共用一个天线。在该情况下，只要将一个双工器31的天线端子和另一个双工器32的天线端子连接到一个天线即可。

[第十实施例]

接着，参照图23a、图23b、以及图23c对根据第十实施例的收发模块100进行说明。以下，关于与根据第九实施例的收发模块(图22a)共同的结构，省略说明。

图23a是根据第十实施例的收发模块100的框图。在第十实施例中，在功率放大器50与发送用传输线路60的分支点62之间的公共部分61插入有陷波滤波器56。

图23b是示出功率放大器50与陷波滤波器56之间的信号s2的频谱的曲线图。一个发送滤波器31tx的通带ptx1的频率f1的信号和另一个发送滤波器32tx的通带ptx2的频率f2的信号从功率放大器50输出。由于功率放大器50的非线性度，产生频率f1、f2的信号的谐波。第二谐波的频率为2f1以及2f2。进而，通过用一个功率放大器50将频率不同的两个信号同时进行放大，由此还产生相当于两个信号之积的频率f1+f2的分量。

图23c是示出通过了陷波滤波器56之后的信号s3的频谱的曲线图。陷波滤波器56的阻带与频率f1+f2相等。因此，信号s2中包含的频率f1+f2的分量在陷波滤波器56中衰减，在信号s3中几乎不出现。进而，频率2f1、2f2的第二谐波也衰减。

接着，对第十实施例的优异的效果进行说明。

在第十实施例中，能够抑制相当于在频段间载波聚合中使用的两个lte频段的信号之积的频率分量。由此，能够避免由于在频段间载波聚合中使用的两个lte频段中共用一个功率放大器50而有可能产生的问题。进而，能够用一个功率放大器50来处理跨越lte频段的两个发送信号也是第十实施例的一个特征。

虽然在第十实施例中将陷波滤波器56串联地插入至传输线路，但是也可以设为使频率2f1、2f2的谐波分量、频率f1+f2的分量流到接地的结构。

接着，参照图24对第十实施例的变形例进行说明。

图24是根据第十实施例的变形例的收发模块100的框图。在本变形例中，除了第二谐波用的陷波滤波器56以外，第三谐波用的陷波滤波器57还插入至功率放大器50与分支点62之间的公共部分61。第三谐波用的陷波滤波器57使频率3f1、3f2的第三谐波衰减。在本变形例中，在从功率放大器50输出的信号s2的第三谐波强的情况下特别有效。

[第十一实施例]

接着，参照图25a、图25b、图25c对根据第十一实施例的收发模块100进行说明。以下，关于与根据第九实施例的收发模块(图22a)共同的结构，省略说明。

图25a是根据第十实施例的收发模块100的框图。在第十实施例中，作为功率放大器50而使用两级结构的差动放大器。在功率放大器50的前级连接有移相器(平衡-不平衡转换器)58，在后级连接有合波器59。

图25b是示出输入到移相器58的信号s1的频谱的曲线图。一个发送滤波器31tx的通带ptx1的频率f1的信号和另一个发送滤波器32tx的通带ptx2的频率f2的信号被输入到移相器58。

图25c是示出被合波器59进行了合波的信号s2的频谱的曲线图。因为对功率放大器50使用了差动放大器，所以可抑制频率f1、f2的信号的第二谐波、以及将两个信号相乘而得到的频率f1+f2的信号的产生。

接着，对第十一实施例的优异的效果进行说明。

在第十一实施例中，能够抑制在频段间载波聚合中使用的两个lte频段的信号的第二谐波、以及相当于两个信号之积的频率分量。由此，能够避免由于在频段间载波聚合中使用的两个lte频段中共用一个功率放大器50而有可能产生的问题。

接着，参照图26对第十一实施例的变形例进行说明。

图26是根据第十一实施例的变形例的收发模块100的框图。在本变形例中，在合波器59与分支点62之间的公共部分61插入有第三谐波用的陷波滤波器57。第三谐波用的陷波滤波器57使频率3f1、3f2的第三谐波衰减。用差动放大器抑制偶数次的谐波的产生，并且用陷波滤波器57使第三谐波衰减。在本变形例中，在从功率放大器50输出的信号s2的第三谐波强的情况下特别有效。

[第十二实施例]

接着，参照图27a、图27b对根据第十二实施例的收发模块100进行说明。以下，关于与根据第九实施例的收发模块(图22a)共同的结构，省略说明。

图27a是根据第十二实施例的收发模块100的框图。根据第九实施例的收发模块100能够利用于利用了两个lte频段的频段间载波聚合，但是根据第十二实施例的收发模块100能够利用于利用了三个lte频段的频段间载波聚合。

三个双工器31、32、33被捆绑并连接到一个功率放大器50。三个双工器31、32、33的天线端子分别与天线54a、54b、54c连接。

图27b是示出输入到功率放大器50的信号s1的频谱的曲线图。信号s1包含发送滤波器31tx的通带ptx1的频率f1的信号、发送滤波器32tx的通带ptx2的频率f2的信号、以及发送滤波器33tx的通带ptx3的频率f3的信号。

接着，对第十二实施例的优异的效果进行说明。

在第十二实施例中，从发送用传输线路60的分支点62观察三个双工器31、32、33各自的阻抗具有与观察根据第六实施例的收发模块100(图17a、图17b、图17c)的三个双工器31、32、33各自的阻抗同样的频率特性。因此，三个双工器31、32、33各自变得不易受到其它双工器的影响。由此，可得到容易将一个功率放大器50应用于利用了三个lte频段的频段间载波聚合这样的优异的效果。

[第十三实施例]

接着，参照图28a、图28b对根据第十三实施例的收发模块100进行说明。以下，关于与根据第一实施例的收发模块100(图1a、图4a)共同的结构，省略说明。

图28a是根据第十三实施例的收发模块100的框图。在第一实施例(图1a、图4a)中，两个双工器31、32的接收滤波器31rx、32rx分别连接到不同的低噪声放大器51。相对于此，在第十三实施例中，两个双工器31、32的接收滤波器31rx、32rx被捆绑并连接到公共的低噪声放大器51。

图28b是示出从低噪声放大器51观察接收滤波器31rx的阻抗zl1以及观察接收滤波器32rx的阻抗zl2的频率特性的曲线图。观察接收滤波器31rx的阻抗zl1在接收滤波器31rx的通带prx1中与特性阻抗50ω匹配，在另一个接收滤波器32rx的通带prx2中为高阻抗。相反，观察接收滤波器32rx的阻抗zl2在接收滤波器32rx的通带prx2中与特性阻抗50ω匹配，在另一个接收滤波器31rx的通带prx1中为高阻抗。

接着，对第十三实施例的优异的效果进行说明。

因为阻抗zl2相对于通过了接收滤波器31rx的接收信号为高阻抗，所以通过了接收滤波器31rx的接收信号在几乎不受另一个接收滤波器32rx的影响的情况下被供给到低噪声放大器51。同样地，通过了接收滤波器32rx的接收信号在几乎不受另一个接收滤波器31rx的影响的情况下被供给到低噪声放大器51。

此外，在第十三实施例中，可得到与所使用的lte频段的数目相比能够削减低噪声放大器51的个数这样的优异的效果。

上述的各实施例为例示，能够进行在不同的实施例中示出的结构的部分置换或组合，这是不言而喻的。关于多个实施例的同样的结构所带来的同样的作用效果，将不在每个实施例中逐次提及。进而，本发明并不限制于上述的实施例。例如，能够进行各种变更、改良、组合等，对于本领域技术人员而言是显而易见的。