一种基于低OIP3低噪声放大器的短波接收机的制作方法

本发明属于短波通信技术领域，尤其涉及一种基于低oip3低噪声放大器的短波接收机。

背景技术：

短波电磁环境相对复杂，经常会有大干扰源存在，很容易对短波有用信号造成互调干扰，导致话音质量变差，或造成虚假信号，影响后续信号处理。在此电磁环境下，要求系统能够在检测到小信号的同时，抵抗周围大干扰源的互调干扰。

现有技术是以互调大小来考核接收机系统抗互调干扰的能力，其要求是以满足互调大于多少db为指导。在实际工程中，往往把灵敏度指标设计的很高，同时也能够满足互调设计要求。当互调干扰严重时，通过衰减器进行衰减以增加抗互调干扰能力，但其接收机中必须使用高oip3的低噪声放大器来保障，其电路框图如图1所示。

由于短波电磁环境的复杂性，需要能够同时检测小信号(弱信号)及大信号(强信号)，因此要求接收机具备足够宽的动态范围。电磁信号经过模拟电路，会由于热噪声、电路的非线性等因素造成信号恶化；为了增强接收机的抗互调干扰能力，国内通常使用高oip3的低噪声放大器(lna)来实现，而这种低噪声放大器依赖于国外进口。

一般来说，提高接收机的灵敏度是以增加低噪放的增益获得的。国外现有的lna电路，在增益为22db时，oip3为47dbm，而国产lna在同等大小增益时，oip3相对会小10db左右，无法满足抗大干扰源导致的互调干扰的问题。

技术实现要素：

为了解决上述问题，本发明的目的是提出一种基于低oip3低噪声放大器的短波接收机，本发明采用低oip3的lna，设计出既能满足小信号的检测要求，又能增强抗互调干扰能力的接收机。通过设计直通与低oip3低噪声放大器二选一的形式结合adc参数特征，降低了系统噪声及改善系统增益，增强抗互调干扰能力，改善有用带宽内接收信号的接收效果，摆脱使用进口低噪声放大器的限制。

为了达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以解决。

一种基于低oip3低噪声放大器的短波接收机，包括：可控衰减器、第一切换开关、低oip3低噪声放大器、第二切换开关、阻抗比率转换器、模数转换器和能量检测控制模块；

短波射频信号进入接收机后进行大干扰源检测：

能量检测控制模块控制可控衰减器的衰减值为0db，并控制第一切换开关和第二切换开关接通低oip3低噪声放大器；短波射频信号不经过衰减直接进入低oip3低噪声放大器进行信号放大，再经阻抗比率转换器进入模数转换器将信号转换为数字信号，并将数字信号送入能量检测控制模块进行能量检测，并进行一次大干扰源检测，若存在大干扰源，则能量检测控制模块控制第一切换开关和第二切换开关接通，即信号不经过低oip3低噪声放大器，直接从可控衰减器进入阻抗比率转换器，即直通；在这种直通情况下进行二次大干扰源检测，若存在大干扰源，则能量检测控制模块控制增大可控衰减器的衰减值，使短波射频信号经过衰减后进行直通直接进入阻抗比率转换器；

当能量检测控制模块检测结果为无大干扰源时，通过第一切换开关和第二切换开关接通低oip3低噪声放大器，使接收机能够检测到弱信号；

其中，oip3表示三阶互调节点对应的输出功率；三阶互调节点为三阶互调功率达到和基波功率相等的点。

进一步地，所述一次大干扰源检测的一次检测门限为小于-20dbm。

进一步地，所述二次大干扰源检测的二次检测门限为[-20dbm，-9dbm)。

进一步地，所述第一切换开关和第二切换开关分别为单刀双掷开关，且分别通过能量检测控制模块进行电控制。

进一步地，所述阻抗比率转换器的转换比为1:4。

进一步地，所述可控衰减器的衰减值为0～30db。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：本发明采用低增益、低oip3的低噪声放大器(lna)，通过大干扰源检测和接收机模拟电路的参数特征优化，降低系统噪声及改善系统增益，增强抗互调干扰能力，改善有用带宽内接收信号的接收效果，摆脱了使用进口高oip3低噪声放大器的限制。

附图说明

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。

图1是现有的短波接收机电路原理框图；

图2是本发明实施例的短波接收机原理框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施例及效果作进一步详细描述。

首先，解释本发明中的名词：

灵敏度：在一定的信噪比下，接收机能够检测到的最小幅度电磁信号；

互调干扰：当两个或多个干扰信号同时加到接收机时，干扰的组合频率接近有用信号频率而顺利通过接收机的情况；

dbm/hz：功率谱密度单位，把功率谱密度对频率积分，就能得到积分频段信号的功率。

参考图2，一种基于低oip3低噪声放大器的短波接收机，包括：可控衰减器、第一切换开关、低oip3低噪声放大器、第二切换开关、阻抗比率转换器、模数转换器(adc)和能量检测控制模块；

短波射频信号进入接收机后进行大干扰源检测：

能量检测控制模块控制可控衰减器的衰减值为0db，并控制第一切换开关和第二切换开关接通低oip3低噪声放大器；短波射频信号不经过衰减直接进入低oip3低噪声放大器进行信号放大，再经阻抗比率转换器进入模数转换器将信号转换为数字信号，并将数字信号送入能量检测控制模块进行能量检测，并进行一次大干扰源检测，若存在大干扰源，则能量检测控制模块控制第一切换开关和第二切换开关接通，即信号不经过低oip3低噪声放大器，直接从可控衰减器进入阻抗比率转换器，即直通；在这种直通情况下进行二次大干扰源检测，若存在大干扰源，则能量检测控制模块控制增大可控衰减器的衰减值，使短波射频信号经过衰减后进行直通直接进入阻抗比率转换器；

当能量检测控制模块检测结果为无大干扰源时，通过第一切换开关和第二切换开关接通低oip3低噪声放大器，使接收机能够检测到弱信号；

其中，oip3表示三阶互调节点对应的输出功率；三阶互调节点为三阶互调功率达到和基波功率相等的点。

如图2所示，lna的放大增益为11db，相对于进口的高oip3＝43.9db的lna，本发明实施例选低oip3＝37db的lna，adc的满量程为+4dbm，可控衰减器的衰减范围为0～30db，阻抗比率转换电路选为1∶4的变压器。短波接收机相关指标(如接收灵敏度)的具体说明如下：

通过fpga中的能量检测算法实现对干扰源大小的判断，以实现lna、直通、可调衰减器的控制。在fpga中经过对数字信号的能量检测，以及结合adc溢出标志的分析，判断出周围是否有大干扰信号，对不同的干扰源段进行了分别选通，干扰源大小的区间划分见表1。

表1干扰源大小划分分区

以上实施例中，正常的短波射频信号(rf信号)干扰源均小于-20dbm，首先，可控衰减器的衰减值为0db，通过第一切换开关使射频信号经过低噪放lna放大后，经模数转换器adc转换为数字信号传给能量检测控制模块即fpga。在fpga中经过对数字信号的能量检测，以及结合adc溢出标志的分析，此时短波接收机的灵敏度为-112dbm；当输入rf信号大于-20dbm时，lna在大于-20dbm时的非线性会恶化，经lna放大后变为-9dbm，此时与一次大干扰源检测门限big_energy1进行比较，判断出周围是否有大干扰信号(大于-20dbm)的存在，即一次大干扰源检测。

当判断为有大干扰源存在时，使fpga中的使能信号big_en1置为1，fpga通过控制第一切换开关和第二切换开关的二选一开关选通为直通状态，此时短波接收机的灵敏度为-106dbm。即不进行干扰放大后再进行二次大干扰源检测，在fpga中与二次大干扰源的二次检测门限big_energy2进行比较，若还能检测到大干扰源的存在(大于-9dbm)，使fpga中的使能信号big_en2置为1，使adc前端模拟电路工作于直通状态，并开启可控衰减器，衰减大小由fpga控制给出，本实施了中选6db，此时短波接收机的收灵敏度为-100dbm，互调干扰源最大为-3dbm。

在fpga中，当检测到无大干扰源存在时，则通过第一切换开关和第二切换开关将低oip3-lna导通，实现对弱信号的检测(如-107dbm)。即在fpga中设置小信号能量检测门限small_energy1，结合big_en1和big_en2的0/1使能情况，来决定lna、直通、可调衰减器的工作状态。

当模拟电路未过lna时，互调干扰就以adc的双音互调为限制条件，此时所选adc的双音互调为95dbc(-7dbfs)。

以上过程中，通过调整衰减和两次大干扰源检测增强了接收机系统的抗互调干扰的能力；再结合fpga的能量检测和切换开关，实现弱信号的检测，使本发明采用低增益、低oip3的低噪声放大器(lna)，通过大干扰源检测和接收机模拟电路的参数特征优化，降低系统噪声及改善系统增益，增强抗互调干扰能力，改善有用带宽内接收信号的接收效果，摆脱了使用进口高oip3低噪声放大器的限制。

本发明的一个实施例，所述第一切换开关和第二切换开关分别为单刀双掷开关，且分别通过能量检测控制模块进行电控制，即通过使能信号big_en1和big_en2的置0/1进行控制。

本发明的一个实施例，所述阻抗比率转换器的阻抗转换比为1:4，能够改善adc的接收能力

本发明的一个实施例，所述可控衰减器的衰减值为0～30db，由fpga控制其值变化。

对本发明的接收机系统的系统参数进行分析，验证本发明的可行性。

(1)模数转换器adc的特征分析

一方面，根据模数转换器adc的数据手册可知道adc的满量程、adc满量程实际信噪比snradc、adc采样率fs和adc工作带宽(b＝fs/2)。基于软件无线电原理，adc的有效位数neffective由式-1给出：

neffective＝(snradc-1.76)/6.02(式-1)

adc的热噪声功率谱密度为nfadc，由式-2给出：

由式-2可以看出，通过降低adc满量程的大小，会降低adc的热噪声功率谱密度，进而降低系统噪声。

另一方面，接收机的有用信号工作带宽为bw，snr为接收机检测到的信噪比，adc自身能够检测到的最小信号adcsensitive，由式-3给出：

例如：选满量程为vpp＝1v(+4dbm)的模数转换器adc，自身的snr为79dbfs(测试条件为-1dbfs，采样速率125m)。通过改变adc的输入阻抗比：分别为1:1和1:4，改善adc的接收能力，adc接收能力的试验结果见表2所示。

表2adc的接收能力

由表2可以看出，adc的输入阻抗比为1:4时，adc具有更小的接收信号灵敏度。

(2)短波接收机系统噪声

为使接收机灵敏度设计有冗余，能够检测到更小的信号，需要在adc前加低噪声放大器lna。基于《软件无线电原理与应用》热噪声原理，模拟电路有n级级联时，系统的总噪声系数计算公式为：

f＝f1+(f2-1)/a1+(f3-1)/a1a2+(f4-1)/a1a2a3+…+(fn-1)/a1a2…an-1

(式-4)

其中，f为系统总噪声系数，fn为第n级的噪声系数，an为第n级增益。

采用ads公司的滤波仿真软件进行接收机性能仿真，给定lna的增益为11db，噪声系数nf＝2.5db，lna低噪放的前后插损衰减分别为1db和0.5db；所选adc的满量程为+4dbm，对应1:1和1:4不同输入阻抗比的变压器，变压器前端最大输入值分别对应为+4dbm和-2dbm。由于不同的adc输入阻抗比，对不同的adc热噪声功率谱密度nfadc(21.4dbm/hz-1:1，15.4dbm/hz-1；4)而换算出来的系统增益及噪声见表3所示。

表3不同adc输入阻抗比下对应的系统增益及噪声

以上试验过程中的系统噪声、系统增益、系统灵敏度及工程灵敏度见表4。为了设计冗余，设计工程灵敏度比系统灵敏度低3db。

表4不同adc功率谱密度对应的系统性能

从表4可以看出，同样的低噪放，后端所接adc热噪声不同，会导致整个系统噪声不同。接收机系统噪声越小，越有利于小信号的检测接收，相对会有4.7db的提高。

(3)抗互调干扰

针对大干扰源的互调干扰进行分析。

互调干扰属于非线性干扰，与adc、lna的oip3相关。为能够增强抗周围大干扰源的互调干扰，可采取减小灵敏度的措施，使lna的增益尽量减少，或不经过lna处理。

例如：adc双音互调为95dbc(-7dbfs)，lna的增益表示为gain，a为过lna后的基频输出，b为过lna后的互调电平输出，过三通后接收机的灵敏度为ssensi，ssensi＝工程灵敏度+3db，b＝ssensi+gain，oip3的计算由式-4给出：

oip3＝(3a-b)/2(式-4)

互调imd3的计算由式-5给出：

imd3＝a-gain-ssensi＝(2*oip3-2*gain-2*ssensi)/3(式-5)

根据adc数据手册，现以满足adc的imd3＝95dbc(-7dbfs)为前提，在不同的adc满量程、不同的增益放大的情况下，求得对lna的oip3指标要求，所列数据见表5所示。

表5不同adc满量程、增益放大下的lna的oip3指标和抗互调干扰能力

从表5数据可知，在接收灵敏度冗余足够，及抗互调干扰能力不弱的设计准则下，可选满量程为-2dbm的adc，并根据实际情况选通11db的lna或直通电路，分别能够抗-20dbm、-9dbm的互调干扰。

在adc输入阻抗比为1∶4的情况下，当干扰源临近于-20dbm时，可选直通状态，不用考虑lna的oip3带来的性能约束，此时未过lna的接收机工程灵敏度为-106.3dbm。当干扰源大于-9dbm时，启动可控衰减电路，以降低接收灵敏度来增大抗互调干扰的能力，使接收机能够进一步适应恶劣的电磁环境。

本发明实施例中，直通就是信号不经过lna，过lna就是信号经过lna进行放大。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。