基于DSSS-OQPSK的猝发通信接收系统的制作方法

基于dsss-oqpsk的猝发通信接收系统
技术领域
[0001]
本发明属于通信系统技术领域，尤其涉及一种基于dsss-oqpsk的猝发通信接收系统。


背景技术：

[0002]
在dsss(扩展频谱)系统中，为了正确恢复用户信息，必须使接收端产生的解扩用的扩频码与发送端的扩频码同步。扩频码同步一般分为两步进行：第一步是搜索和捕获扩频码的初始相位，使与发射端的码相位误差小于1bit，这就可以保证解扩后的信号通过相关器后面的窄带中频滤波器，这就是捕获过程；第二步是在初始同步的基础上，使码相位误差进一步减小，使建立的同步维持下去，这就是码跟踪过程。
[0003]
oqpsk(偏移四相相移键控)是在qpsk(正交相移键控)基础上改进的一种恒包络数字调制，与qpsk信号相比，oqpsk信号同向支路码元与正交支路码元在时间上偏移了半个符号周期。因此，除了具备qpsk的优点，oqpsk还消除了180
°
相位跳变现象，在带宽有限的通信系统中，包络起伏小，经过非线性功率放大器后不产生明显的功率谱旁瓣增生效应。因此，oqpsk调制具有良好的频谱效率和功率效率，广泛应用于卫星通信等领域中，已成为非线性带限信道中最常用的一种调制方式。
[0004]
对于dsss-oqpsk的通信接收系统，通常就是频偏校正、oqpsk解调、扩频码同步捕获、扩频码同步跟踪、解扩几个过程。常规情况下，频偏校正依靠锁相环路完成，oqpsk解调采用相干解调，与本地载波相乘，通过积分、滤波处理，还原i、q两路信号；再通过扩频码同步捕获、扩频码同步跟踪、解扩几个过程，还原出用户信息。但用锁相环来进行频偏校正，存在一个问题是，在频偏比较大的情况下，锁相环的捕获带宽必须要大，这样就会加大环路锁定时间，降低环路稳定度。


技术实现要素：

[0005]
为了解决上述问题，本发明的目的是提出一种基于dsss-oqpsk的猝发通信接收系统，采用fft频偏粗估校正与面向环的科斯塔斯环结合，完成猝发信号捕获、频偏纠正、载波跟踪；对oqpsk信号进行四次方运算、高通滤波、fft，完成猝发信号的捕获，将频率误差控制在很小的范围，从而减小跟踪锁相环的捕获带宽和锁定时间，提升系统性能指标。
[0006]
为了达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以解决。
[0007]
基于dsss-oqpsk的猝发通信接收系统，包括：射频前端模块、信号捕获模块、本地载波产生模块、载波跟踪模块、相干解调模块、本地扩频码产生模块、相关峰捕获模块、码跟踪模块和解扩模块；其中，所述射频前端模块将天线接收到的猝发oqpsk信号转换成数字中频oqpsk信号，并将其分别传输至信号捕获模块和相干解调模块；
[0008]
所述本地载波产生模块用于产生正交两路本地载波，并将本地载波传输至相干解调模块；
[0009]
所述相干解调模块将数字中频oqpsk信号分别与正交两路本地载波进行混频后，
再经过积分滤波电路，得到解调后的i、q两路信号，并将其分别传输至载波跟踪模块和相关峰捕获模块；
[0010]
所述信号捕获模块对数字中频oqpsk信号依次进行四次方运算和高通滤波，得到四倍信号分量；再对四倍信号分量进行傅里叶变换，通过频谱峰值检测完成对猝发信号的粗捕获，得到捕获信号，并将其传输至载波跟踪模块；并估计收发两端的频偏，将其传输至本地载波产生模块，实时对其产生的本地载波进行粗校正；
[0011]
所述载波跟踪模块通过载波跟踪环路实现载波跟踪，实时进行频率跟踪校正，并将频偏输入本地载波产生模块，实时对其产生的本地载波进行跟踪校正；
[0012]
所述扩频码产生模块用于实时生成同步扩频码，并将其传输至相关峰捕获模块；
[0013]
所述相关峰捕获模块将前128比特的同步扩频码分为并行的两路，每路扩频码分别与解调后的的i、q两路信号进行滑动相关，再通过匹配滤波器后检测相关峰，检测到的相关峰位置即为初始同步位，完成码捕获，并生成初始位定时传输至码跟踪模块；
[0014]
所述码跟踪模块按照初始位定时，将解调后的的i、q两路信号定时与其余扩频码进行相关运算，得到对应的相关峰位置，并据此对初始位定时同步信号进行细调校正，得到细调后的位定时信号；
[0015]
所述解扩模块根据细调后的位定时信号，采用与用户信息位置对应的扩频码进行解扩处理，还原用户信息。
[0016]
进一步地，所述数字中频oqpsk信号分别与正交两路本地载波进行混频，具体为：数字中频oqpsk信号与余弦载波相乘，经过积分滤波电路，得到i路信号；数字中频oqpsk信号与正弦载波相乘，经过积分滤波电路，得到q路信号。
[0017]
进一步地，所述载波跟踪环包含依次连接的相干解调模块、鉴相器、环路滤波器和本地载波产生模块；本地载波产生模块为数控振荡器。
[0018]
进一步地，所述本地载波产生模块依赖数控振荡器输出与发端一致的载波，数控振荡器根据频率控制字产生载波，频率控制字根据f
c
*2
n
/f
clk
产生，其中，f
c
为载波频率，n为载波位宽，f
clk
为主时钟频率；同时根据信号捕获模块的频偏信息和载波跟踪模块的频偏信息调整本地载波。
[0019]
进一步地，所述相关峰捕获模块的检测相关峰的过程为：通过本地扩频码产生模块产生的本地序列生成的波形与解调后的的i、q两路信号对应的发送端波形进行相关运算，当两个波形完全匹配时，产生一个相关峰，通过相关峰定位完成位同步。
[0020]
更进一步地，所述相关运算具体为：采用相关器以固定时间间隔循环通过，使解调后的的i、q两路信号与本地序列进行相关运算，判断输出结果是否大于阈值，若是，则确定存在已知信号序列，得到初始位定时；否则，继续循环，重复该过程。
[0021]
更进一步地，所述阈值的确定采用动态方式，对当前时间点之前的200-300个相关结果数据进行累加，求平均值后，再乘以一个门限值作为当前阈值。
[0022]
进一步地，所述解扩处理的具体过程为：通过细调后的位定时信号，用本地扩频码与解调后的的i、q两路信号进行相乘积分的相关运算，获取积分结果的符号位，经过串并转换，还原用户信息。
[0023]
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
[0024]
(1)本发明改进频偏校正过程，采用fft频偏粗估校正，与采用面向环的科斯塔斯
环结合，完成猝发信号捕获、频偏纠正、载波跟踪。利用oqpsk信号四次方运算，会出现载波信息的特点，对oqpsk信号进行四次方运算，经过高通滤波，然后通过fft，完成猝发信号的捕获，得到频偏信息，进行载波频偏校正，将频率误差控制在一个很小的范围，跟踪锁相环捕获带宽小，环路锁定时间也变小，对于猝发信息，环路锁定时间越小，系统信息损失也越小。同时，锁定后的载波频率误差也小，相干解调灵敏度也会提高，有利于系统性能指标的提升。
[0025]
(2)本发明针对猝发信号，扩大了频偏校正范围，提高了载波跟踪锁定时间，减小了载波跟踪相位误差范围，提高了接收系统的性能。
[0026]
(3)本发明采用模块化设计，具有层次清晰，结构简单，fpga硬件实现复杂度低且资源使用较少、利用率高，通用性较强等特点，并且软件具有很好的可维修性和可测试性。
附图说明
[0027]
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。
[0028]
图1为本发明的基于dsss-oqpsk的猝发通信接收系统的结构示意图；
[0029]
图2为本发明的相干解调模块处理过程示意图；
[0030]
图3为本发明的频偏校正过程示意图；
[0031]
图4为本发明的本地载波产生模块处理过程示意图；
[0032]
图5为本发明的码捕获模块处理过程示意图；
[0033]
图6为本发明解扩模块处理过程示意图。
具体实施方式
[0034]
下面结合附图对本发明的实施例及效果作进一步详细描述。
[0035]
本实施例中，发端信号的信源由发端用户自动生成，速率为300bps，信源由50bit同步码和250bit用户信息组成。用户信息产生后，满足发送条件后，以猝发形式发出。发送时，300bit信息转换为奇偶两路信号，分别与128bit扩频码相乘，扩频码根据m序列生成多项式实时产生。扩频后的数据进行调制后，混频到射频后从天线口发出。通过基于dsss-oqpsk的猝发通信接收系统进行接收。作以下定义：主时钟频率f
clk
为31.104mhz；中频信号为384khz，扩频码为m序列，长度为128bit；信息数据码速率为300bps；载波频率f
c
为384khz；中频采样频率f
s
为1536khz。
[0036]
参考图1，本发明提出一种基于dsss-oqpsk的猝发通信接收系统，包括：射频前端模块、信号捕获模块、本地载波产生模块、载波跟踪模块、相干解调模块、本地扩频码产生模块、相关峰捕获模块、码跟踪模块和解扩模块；其中，所述射频前端模块将天线接收到的猝发oqpsk信号转换成数字中频oqpsk信号，并将其分别传输至信号捕获模块和相干解调模块；具体是将接收的射频信号，通过放大、混频后，将接收信号搬移到中频，通过模数转换器进行模数转换后形成数字中频信号；
[0037]
所述本地载波产生模块用于产生正交两路本地载波，并将本地载波传输至相干解调模块；具体本地载波的产生依赖nco输出与发端一致的载波，频率控制字根据f
c
*2
n
/f
clk
产生，并可根据信号捕获模块的频偏信息以及载波跟踪模块的频偏信息调整本地载波。
[0038]
所述相干解调模块将数字中频oqpsk信号分别与正交两路本地载波进行混频后，
再经过积分滤波电路，得到解调后的i、q两路信号，并将其分别传输至载波跟踪模块和相关峰捕获模块；具体i、q两路数字中频信号与nco产生的本地载波f
c
混频相乘，其中i路与余弦载波相乘，q路与正弦载波相乘，经过积分滤波电路，还原i、q两路信信息。
[0039]
参照图2，oqpsk解调采用相干解调，用数字dds，产生本地sin和cos两路正交数字载波，分别与接收进来的数字中频信号进行相乘运算，分别得出i路、q路两路信号。对i路、q路两路信号通过低通滤波器进行滤波，滤除高频分量。对滤波后的信号进行积分运算，得到解调后的iq两路数据信号，也就是待解扩信号。
[0040]
所述信号捕获模块对数字中频oqpsk信号依次进行四次方运算和高通滤波，得到四倍信号分量；再对四倍信号分量进行傅里叶变换，通过频谱峰值检测完成对猝发信号的粗捕获，得到捕获信号，并将其传输至载波跟踪模块；并估计收发两端的频偏，将其传输至本地载波产生模块，实时对其产生的本地载波进行粗校正。该模块通过对数字中频oqpsk信号进行四次方运算，通过高通滤波器，滤除低频信息，只保留四倍载波分量。然后通过fft，就可得到载波频偏信息，进行载波频偏粗校正，并完成信号的捕获，之后启动载波跟踪模块。
[0041]
所述载波跟踪模块通过载波跟踪环路实现载波跟踪，实时进行频率跟踪校正，并将频偏输入本地载波产生模块，实时对其产生的本地载波进行跟踪校正；具体载波跟踪模块根据面向判决载波相位估计，与本地载波产生模块结合，实现面向判决环的科斯塔斯环，完成载波跟踪，实时控制nco(数控振荡器)输出与发端一致的载波。
[0042]
参照图3，本发明的频偏校正过程如下：
[0043]
在实际通信应用中，不光存在系统频偏的影响，还有多普勒频移的影响。多普勒频移范围一般会超过
±
1khz的范围，而载波跟踪要兼顾捕获带宽和锁定时间，所以捕获带宽不可能太大。因此，频偏校正分为两部分，一部分是对信号利用fft进行粗校，将频偏拉到合理的载波跟踪范围内；另一部分是采用载波跟踪环进行载波跟踪校正。而对于宽带oqpsk已调制波，通过fft并不能得到载波谱线。
[0044]
与qpsk相比，oqpsk仅仅是有q路半个码片的时延，所以以qpsk信号为例来推导。qpsk信号表示为：acos(2πf
c
t)+bsin(2πf
c
t)，对qpsk信号进行四次方运算，可得到从式中可以看出，只需经过高通滤波以后，可以得到4f
c
的频率谱线。故可以采用四次方运算，高通滤波器滤除低频信号，再进行fft运算，得出四倍载频，从而得出本地载波的频偏，进行频偏粗调。而通过频谱的估算，同时可以完成猝发信号的捕获。
[0045]
对于oqpsk信号的跟踪，一般采用多相科斯塔斯环实现。而在实现中，为了简化运算，采取面向判决反馈环。工作原理是：先对接收信号进行相干预解调，将解调出来的信号去抵消接收信号的调制信息，由此得到相位误差，实现载波相位提取，从而得到环路相差。
[0046]
环路滤波器的参数设计，主要兼顾系统所需的跟踪捕获带宽，以及环路锁定时间进行设计。首先确定环路噪声带宽b
l
，并计算环路自然角频率ω
n
。在本实施例中，符号速率为19.2kbps，b
l
取0.96khz，根据式(1)
[0047]
[0048]
容易得出，ω
n
＝1810(rad/s)＝288hz，式中ξ为系统常数，取0.707。
[0049]
环路增益k的计算公式如式(2)，环路滤波器的参数c1、c2计算公式如式(3)、式(4)：
[0050][0051][0052][0053]
式中，t
dds
为时延，b
loop
为环路有效带宽；
[0054]
根据系统调整设计参数，t
dds
为4，b
loop
为29，则环路增益k为0.7854，带入式(3)、式(4)，就可得到环路滤波器参数。在工程实现过程中，可以根据实际情况对系统参数进行微调。环路滤波器参数确定后，计算极点位置是否在单位圆内，以确保系统稳定工作。跟踪环路建立后，完成载波跟踪校正功能。
[0055]
参照图4，数字dss用fpga的ip核nco产生。在相干解调中，要提高系统性能，系统频偏应尽可能小，这就要求nco输出精度高。nco输出频率f
out
＝m*f
clk
/2
n
，m为频率控制字，取(位宽)n＝32，则f
out
的分辨率为0.00035762786865234375hz。控制逻辑开机后向nco输入初始频率控制字m＝f
c
*2
n
/f
clk
，控制nco输出本地载波。当捕获到猝发信号后，根据频偏粗调值，控制nco的频率字，对输出的本地载波频偏进行粗校。然后根据载波跟踪输出，实时对输出的本地载波频偏进行校正，产生准确的本地载波信号。
[0056]
所述扩频码产生模块用于实时生成同步扩频码，并将其传输至相关峰捕获模块；扩频码产生模块根据系统状态实时生成扩频码。
[0057]
所述相关峰捕获模块将前两个128比特的同步扩频码分为并行的两路，每路扩频码分别与解调后的i、q两路信号进行滑动相关，再通过匹配滤波器后检测相关峰，检测到的相关峰位置即为初始同步位，完成码捕获，并生成初始位定时传输至码跟踪模块。例如系统中有50bit(i路、q路各25bit)的同步码可供使用，分别用bit1、bit2、bit3、bit4的扩频码与iq两路信号滑动相关，完成相关峰的捕获。
[0058]
相关峰捕获模块进行码捕获，参照图5，在直序列扩频系统中，码捕获其实就是为了实现位同步，位同步问题可以看作试图使本地序列与发端序列之间的样点同步问题。从原理上来说，匹配滤波器或互相关是建立同步的最佳方法。本实施例采用互相关方法，通过本地序列生成的波形与接收到的发送端波形进行相关运算，当完全匹配时，会产生一个相关峰，通过相关峰定位完成位同步。
[0059]
所述码跟踪模块按照初始位定时，将解调后的的i、q两路信号定时与其余扩频码进行相关运算，得到对应的相关峰位置，并据此对初始位定时同步信号进行细调校正，得到细调后的位定时信号。
[0060]
码捕获和码跟踪模块的相关运算过程：采用相关器以固定时间间隔循环通过，使接收序列与本地序列进行相关运算，输出结果与阈值相比较，以确定是否存在已知信号序列。如果未超过该阈值，则继续循环，重复该过程，直至超过阈值，得到初始位定时。
[0061]
本实施例阈值的确定采用动态方式，对当前时间点之前的200个相关结果数据进行累加，求平均值后，再乘以一个门限值作为当前阈值。得到初始位定时后，利用50bit同步
位的其他位，继续进行相关峰检测，根据相关峰位置，对位定时信号进行细校，确定准确的位定时信号。
[0062]
所述解扩模块根据细调后的位定时信号，采用与用户信息位置对应的扩频码进行解扩处理，还原用户信息。
[0063]
参照图6，扩频码解扩：通过细调后的位定时信号，用本地扩频码与接收序列进行相乘积分的相关运算，获取积分结果的符号位，经过串并转换，还原用户信息，完成系统接收功能。
[0064]
在本发明实施例中，对猝发的oqpsk已调信号的捕获采用对接收信号四次方后fft估算，检测频率值来完成猝发信号的捕获。
[0065]
在本发明实施例中，对猝发的oqpsk已调信号的频偏校正采用对接收信号四次方后fft估算，计算出频偏，进行粗校；然后载波跟踪环进行跟踪校正的方式。
[0066]
在本发明实施例中，对于码捕获采用样点滑动相关，检测相关峰的方式，动态确定相关峰检测阀值，可以动态适应系统差异，有效减少虚警，提高滑动相关检测的可靠性及通用性。
[0067]
在本发明实施例中，对于已调载波，先对接收信号进行相干预解调，将解调出来的信号去抵消接收信号的调制信息，由此得来相位误差，实现载波相位提取，从而得到环路相差，进行环路跟踪。此方式降低了载波跟踪环路的实现复杂度。
[0068]
本发明接收系统，先进行相干解调，解调后的i、q两路信号再与扩频码进行相关运算，完成猝发信息的码同步，然后启动扩频码跟踪、解扩运算。
[0069]
对oqpsk信号进行四次方运算，生成的多项式中，有四倍载波的信息；通过高通滤波器，滤除低频信息，只保留四倍载波分量；然后通过fft，就可得到载波频偏信息，进行载波频偏粗校正。根据面向判决载波相位估计，采用面向判决环的改进科斯塔斯环完成载波跟踪，完成频偏校正。进行相干解调，解调后的i、q两路信号再与扩频码进行相关运算，完成猝发信息的码同步，启动扩频码跟踪、解扩运算，还原用户发送的信息。
[0070]
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。