一种相控阵系统中的宽带多功能收发组件

本发明属于射频微波集成电路技术领域，具体涉及一种应用于无线通讯、雷达探测、电子对抗等相关相控阵系统中的宽带多功能收发组件。

背景技术：

一个相控阵系统中往往包含大量的收发组件，且收发组件的性能会直接影响相控阵系统的性能。在一部有源相控阵雷达中，收发组件几乎占了其中一半的成本，因此降低其成本和面积就显得格外重要。收发组件主要用来实现放大信号、控制信号的相位和幅度变化等功能，因此一个典型的收发组件通常至少包含双工器(或者单刀双掷开关)、功率放大器、低噪声放大器、移相器以及衰减器几个模块，其中移相器和衰减器通常同时作为收发公共模块使用。传统的收发组件主要是使用分立元件在基板上搭建而成，其体积和造价都比较庞大，且可靠性也不是很高。随着半导体技术的发展，研究人员开始探索使用化合物半导体来实现相控阵系统，使其成本和体积得以下降，但对于民用设施来说，成本依然很高，难以接受。如今随着硅工艺的进步，已经有越来越多的人开始研究在硅基上实现高性能的射频电路，利用硅基工艺来实现收发组件可以极大地降低其成本以及面积，以便在民用通信系统等领域中使用。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种具有宽频率范围的、高精度实现移相和衰减的相控阵系统中的宽带多功能收发组件。

本发明提供的相控阵系统中的宽带多功能收发组件，采用发射模块与接收模块共用移相器与低噪声放大器的共腿结构，在频段内实现平坦增益，并实现360°范围内的6bit精度移相以及0～-28.5db范围内的5.8bit精度衰减，具体结构如图1所示，包括：依次连接的高线性度低噪声放大器(hlna)、衰减器(att)、单刀双掷开关(spdt)、低噪声放大器(lna)、移相器(ps)、单刀双掷开关(spdt)、功率放大器(pa)，其中：

(1)所述高线性度低噪声放大器(hlna)，用于放大输入信号的同时提高系统线性度，其如图2所示。选用偏置于亚阈值区的mos管来抵消工作于饱和区的mos管的非线性，包括输入匹配级、增益补偿级以及输出buffer级。该hlna采用电流复用的共栅结构，以提供宽带输入匹配，同时提高输入匹配模块的电流效率。其中：

所述输入匹配级中，信号由vin输入，vout输出，输入端与串联的电感l1和电容c0连接，同时连接mos管m1的源级和m2的漏级，m1的栅极直接连接vdd，漏级经过l3和r2并联以后与vdd连接形成共栅结构，m2的栅极直接接地，源级与并联的l2和r1串联，然后接地，m2的源级同时与c1连接，经过m2的信号在经过电容c1后与经过m1的信号重新汇合成一路信号。然后经过电感l4来抵消输入匹配级高频处的负载寄生电容从而拓展输入匹配级的增益带宽。在经过l4后，信号同时进入分别由c2与r0并联、c3与r3并联和c5与r4并联组成的低通滤波结构(int1表示这三个点都连在一块)然后分别进入mos管m4-m6，三个mos管的栅极偏执电压分别由vb1-vb3提供。m3的栅极偏执电压由vtr提供，vdd为m3漏级提供偏置，m3的源级同时连接mos管m4的漏级和电容c4，mos管m4和m6的漏级都接地，mos管m5的漏级与vdd连接，源级与m6的漏级和c4连接从而使三路信号汇合，依次通过l5和c6的串联网络。信号在int2处分别经过c6、c7和c8进入mos管m7、m8和m9，r5、r6和r7分别与c6、c7和c8并联，同时分别通过vb1-vb3为m7-m9提供偏执电压。l6一端连接vdd，另一端分成两路分别连接m7的漏级和电容c8。m7与m9的源级直接接地。c8分成两路分别连接mos管m8的源级和m9的漏级后，三路信号合并为一路并通过电容c10输出。m8的漏级连接vdd。信号输入经过电感l1和电容c0后，由mos管m1和m2的共栅结构来进行宽带输入匹配，同时也采用电流复用技术来提高电流的利用率，电阻r1和r2主要用来降低电感l2和l3的q值从而拓展带宽。电感l1主要用来抵消输入寄生电容在高频的影响，提高lna在高频处的匹配；

所述增益补偿级，主要由mos管m3～m6以及电感l5组成，其中m3以及m4主要用来提供增益，但其增益也不能太高，否则lna的线性度就会比较差，而且m3为工作于线性区的pmos管，可以等效为一个可变电阻，阻值由控制电压vtr来调整，这样相当于调整电感l5的q值，从而可以实现对带内平坦度的调节。电感l5和电感l4的作用相同，是用来拓展增益补偿级的增益带宽的。除此之外，m5和m6主要是用来提升lna的线性度的，其工作原理可以简单的理解为使m5和m6偏置在亚阈值区，处于弱导通状态，这样当信号的幅值变的比较大的时候(也即输入信号的功率比较大时)，m5、m6就会完全导通来补偿由于信号幅值变大引起增益减小(也即增益压缩)，这样lna的1db压缩点就可以提升。

所述输出buffer级，主要用来驱动50欧姆的负载阻抗，但是由线性度的级联公式我们可以知道，由于输入信号已经被输入匹配级和增益补偿级放大了，因此对输出buffer的线性度要求更高，否则整个lna的线性度就会被输出buffer拉低。因此这里同样增加了偏置于亚阈值区的mos管m8、m9来提升输出buffer的线性度，其工作原理与m5、m6一致；

(2)所述衰减器(att)，用于实现0～-28.5db范围内5.8bit精度衰减性能。所述衰减器包括七个级联的pi/t型衰减器、开关并联电感结构的增益补偿模块和三个冗余补偿模块；其衰减范围为0-28.5db，衰减步长为0.5db。由于att对地面非常敏感，因此在rx中采用差分att结构和基于变压器的巴伦(用来驱动spdt)。

对于其中一个单端衰减器，其结构如图3所示。信号由输入端输入以后，信号同时进入mos管m10的漏级和串联电阻r8和r9，为了保证电路的对称性，r8与r9阻值一样。在r8与r9中间并联两个串联的mos管m11和m12，且m12的漏级和源级连接电容c11。当m10打开，m11和m12关断的时候，信号直接通过该衰减模块，此时衰减模块处于参考态；当m10关断，m11和m12打开的时候，信号通过r8和r9及两个mos管组成的并联通路，此时衰减模块处于衰减态。在0.5db衰减模块后连接了一个由电感l7和mos管m13并联组成的补偿网络，通过mos管开关控制模块间的匹配电感是否被旁路，开关导通会使得幅度随频率降低的斜率增加。在之后连接8db的pi型衰减模块，该衰减器由mos管m14和电阻r10并联而成，并在其两端中的前端并联mos管m15与由r11和c12构成的并联lc网络，后端采用与前端同样的结构并联mos管m16与由r12和c13构成的并联lc网络。两端的电容c12与c13用来补偿衰减模块处于衰减态时对于相位的影响。当m14打开而m15和m16关断的时候，衰减模块处于参考态；当m14关断而m15和m16打开的时候，衰减模块处于衰减态。在8db衰减模块后连接与前一个补偿网络结构相同的补偿网络，由l8与m17并联而成，并在其后端并联m18作为冗余补偿用来补偿前面各个模块在处于不同衰减态时的幅度误差。在冗余补偿后连接1db衰减模块，该衰减模块由m19作为开关通路，并在其两端并联相同的结构，分别是m20串联由m23和c14组成的并联结构和m21串联由m22和c15组成的并联结构。其衰减原理与之前8db衰减模块类似。之后连接由l9与m24并联而成的补偿网络；在这个补偿网络后连接与8db衰减模块结构相同的7db衰减模块，由m25和r13组成开关通路，并在两端并联mos管串联lc并联电路的结构。其前端由m26、c16和r14构成，后端由m27、c17和r15构成。在7db衰减模块的后面并联m28作为冗余补偿模块，并在之后连接由l10与m29并联而成的补偿网络；在这个补偿网络之后连接2db衰减模块，结构与7db衰减模块相同，由mos管m30和电阻r16组成开关通路，并在两端分别并联m31与r17的串联电路和m32与r18的串联电路，在这之后连接由m34组成的冗余补偿电路和由l11与m33并联组成的补偿网络；之后连接9db衰减模块，由m35与r19组成通路，并且在两端分别并联有mos管和rc并联电路组成的pi型网络；进入一端由m36、r20和c18组成，输出端由m37、c19、r21组成；之后连接由l13和m38并联组成的补偿网络；在最后连接4db衰减模块，其结构与9db衰减模块相同，pi型网络通路由m39和r22组成，两个衰减通路分别由r23、c20和m40与r24、c21和m41组成，再由输出端输出。该衰减器中的0.5db，1db衰减模块利用晶体管导通电阻代替电阻，在不同工艺角下，衰减幅度基本保持不变。其余四个模块采用到地电阻并联电容的结构，大大减小了相位误差的同时不会增加额外的插损。六个开关(m13,m17,m24,m29,m33,m38)宽长比不同使得导通电阻不同，所以六个开关的调节幅度大小不同，六个开关配合使用就可以使57个状态的幅度随频率变化的斜率基本相同,这样就可以在不增加相位误差的同时显著减小幅度误差。至于3个冗余补偿电路，在信号通路上接一个开关到地，开关断开对电路没有影响，开关宽长比不同导通电阻也不同，通过设计两个不同导通电阻的开关使开关导通时幅度分别会下降,0.3db，0.5db，1db，工艺角变化时可以通过这两个开关补偿精度；

(3)所述低噪声放大器(lna)，用于为收发组件在频带内提供足够的增益，如图4所示。所述低噪声放大器包括：输入匹配级、单端放大补偿级、巴伦输出级、输出buffer级；其中：

所述低噪声放大级中，信号通过vin进入l13，一路经过串联rc电路r26和c22与m43的源级和m42的漏级相连，另一路经过c23，先与r25并联，然后与m42和m43的栅极相连。m43的源级接vdd，m42的源级接地；m43的源级和m42的漏级连接处又与l14和c24相连，并且在并联r27之后与m44的栅极相连，m44源级接地，漏级与m45的源级相连，两路汇合后进入l15；m45的栅极有vtrl控制，其漏级与vdd相连。在有源巴伦中，l15后一路经过c25，并联r28并接入m47的栅极，m47的漏级和r28的另一端皆接vdd；m47的源级直接由icin与c27串联，并且连接m46的漏级，m46的栅极由vb控制，源级接地；另一路通过c26后与r29并联，并且接入m48的栅极，m48源级接地，漏级一路经icip与c28串联，另一路与r30串联后接vdd。右面一部分是有源巴伦的buffer部分，采用镜像结构，其中m49的漏级和m51的源级相连，两路合并为一路以后与c29串联输出信号vo-；m51的源级接vdd，栅极由信号icin进入后经过由c27和r32组成的并联rc电路连接，r32另一端也接vdd。m49源级接地，栅极由信号icip进入后经过由c28和r31组成的并联rc电路连接，r31另一端接vb1。m50和m52的连接方式与m49和m51的连接方式相同，其中m52的源级和m50的漏级相连，两路合并为一路以后与c30串联输出信号vo+；m52的漏级接vdd，栅极由信号icip进入后经过由c31和r33组成的并联rc电路连接，r33另一端也接vdd。m50源级接地，栅极由信号icin进入后经过由c32和r34组成的并联rc电路连接，r34另一端接vb1。mos管m42和m43为lna的输入管，采用了电流复用的方式来降低功耗，电阻r26是反馈电阻，用来实现电路的阻抗匹配，电感l13主要用来抵消寄生电容在高频的影响，使lna在较高频率处仍能实现阻抗匹配，电感l14主要用来补偿高频处的负载寄生电容来拓展lna的增益带宽。m44以及m45主要用来补偿增益，由于前级采用了负反馈的方式来拓展其带宽，则必然会牺牲一定的增益，因此需要第二级来补偿其增益。电感l14和l15一样都是用来拓展增益带宽的，以电感l15为例，单端放大补偿级的负载电容由自身的负载电容也即m44和m45的寄生电容，以及下一级的输入电容也即m48和m49的寄生电容共同构成，如果没有l15则在对电容进行充电时就需要对这两个电容同时充电，而在加入l15之后则变成了先对自身负载电容充电再对下一级输入电容充电，充电时间明显缩短，带宽被拓宽。pmos管m45工作于线性区可以等效为一个可变电阻，阻值由控制电压vtrl来调整，这样单端补偿放大级的负载阻抗的q值就可以通过vtrl来调整，从而可以实现对带内平坦度的调节。片上宽带有源巴伦主要用来将单端信号转化为全差分信号，所谓全差分信号即相位相差180度，幅度完全相等的两个信号。这里设计的有源巴伦是从传统的分相器结构的巴伦演进而来的，主要由两部分组成：mos管m48和电阻r30组成的共源级提供了反相输出信号，mos管m46和m47组成的源极跟随器提供了同相输出信号。通过合理的调整电路尺寸，该有源巴伦就可以提供一定准确度的差分输出信号。但是该有源巴伦也有着所有宽带有源巴伦共同的问题，即产生差分信号的两条支路并不对称，差分性能很容易随着频率和工艺的变化而变化。有源balun后面又加了一级输出buffer，这里的输出buffer一方面是为了驱动50欧姆负载，另外一方面它也可以对前面的不太准确的差分信号进行一定的矫正。该buffer中的4个mos管m49～m52尺寸完全相同，其传输函数与全差分电路十分相似，可以起到抑制共模信号而放大差模信号的作用，这样就可以在一个比较宽的频率范围内得到接近完美的差分信号。

(4)所述移相器(ps)，用于实现360°范围内的6bit精度移相功能，如图4所示。所述移相器包括：依次连接的多相滤波器、象限选择开关、可变增益放大器(vga)、输出buffer模块；其中：

所述多相滤波器，采用type-a型的结构，即并联四组rc并联电路，差分信号由每两组rc并联电路组成的滤波器输入，为了保证输出带宽足够，采用了三级多相滤波器结构来实现两路正交信号的产生，第一级rc并联电路组由r35和c33组成，其中每一个单独的rc电路的阻值和容值都与r35和c33相同，一共有四个，剩下两级与第一级类似，其阻值和容值分别为r36、c34和r37、c35。

所述象限选择开关，主要用来切换信号的极性，从而使得移相的范围能扩展至0-360°。m53～m54为共源放大管，它们的漏极连接到开关管m55～m58的源极，m55～m58的漏极被连接到负载r38、r39和l16上。信号首先经过共源放大管被放大，之后即可以通过开关管m55～m58来确定信号的极性，从而确定最后合成的信号是位于哪个象限。例如将sni和sqi(与图3中开关电路示意图中相同的q路控制开关)设置为高电平，spi和snq设置为低电平，则最终合成的信号便位于第二象限。在这里我们把象限选择开关同时做成放大器的形式，一方面由于其寄生电容要小于后面的vga，因此可以降低寄生电容引起的ppf的损耗，另一方面其本身又可以提供一定增益，补偿ppf引起的插损，同时还可以起到降低噪声系数的作用。

所述可变增益放大器(vga)，用来精确控制正交信号的幅度，本发明中提出的vga的工作原理是预先产生一系列固定的子增益单元组成，然后通过开关管选择合适的子增益单元组合使其工作，并在输出节点以电流形式将这些信号相加即可得到所需的增益，从而实现对正交信号幅度的调整。整个电路采用r40、r41和l17作为负载，在两边分别并联相同结构和参数的i路与q路控制模块，每个模块中由7个两个串联的mos管并联而成，从左到右依次为ic2-ic8、qc2-qc8、qc15-qc9和ic15-ic9。i路的控制模块由开关输出的vip和vin控制，q路的控制模块由开关输出的vqp和vqn控制，最后由voutn与voutp输出至buffer级。三级多相滤波器在宽带上生成具有一定插入损耗的差分正交信号，该损耗可由lna补偿。

最后，合成的信号由共源级放大器和源级跟随器构成双转单巴伦-2及buffer输出，可实现对带内平坦度的调节。

所述巴伦-2和输出buffer，如图7所示，巴伦-2为带可变负载的共源级放大器，如图7左图所示，输出buffer为一个由源级跟随器和共源级放大器构成的驱动器，如图7右图所示。共源放大器包括放大管m68～m69，它们的漏极连接到可变有源负载管m66～m67的漏极，m66～m67的源极连接到差分电感l18上来提高高频增益。驱动器包括共源放大管m70～m71，它们的漏极接到共栅管m72～m73的源极，并通过隔直电容输出。信号首先经过共源级放大器，通过调整控制电压vtrl即可以调整工作于线性区的pmos管的等效电阻(也即相当于调整电感的q值)，从而使得在工艺产生偏差时，信号在通带内仍能保持平坦。之后信号就被送入输出驱动器，该驱动器的驱动能力足够强可以驱动测试的50欧姆负载，此外还可以对差分信号进行矫正。

(5)所述功率放大器(pa)，用于为发射模块提供宽带高增益平坦度和中等输出功率，如图6所示。所述功率放大器包括：输入匹配级、驱动放大级、级间匹配级、功率放大级和输出匹配级；该功率放大器采用了一种新型的增益波动补偿技术。分别在输入匹配模块、互连模块和输出匹配模块采用具有高耦合系数k()的基于螺旋型变压器的匹配网络(tmn)设计，在控制纹波的同时增加带宽。其中：

所述输入匹配级中，c37、变压器tf1和r42依次并联并接入驱动放大级，其中tf1由vg，da控制。

所述驱动放大级中，输入匹配级差分的两路分别与md1和md2连接，其中一路分成两路，一路与md1栅极连接，另一路串联cn1后与md2的漏级相连；差分的另一路也分成两路，一路与md2栅极连接，另一路串联cn1后与md1的漏级相连。mos管md1和md2的源级都接地。

所述级间匹配级中，c38、变压器tf2和r42依次并联并接入功率放大级，其中tf1由vg，pa控制；

所述功率放大级，结构与驱动放大级相同，中间匹配级差分的两路分别与mp1和mp2连接，其中一路分成两路，一路与mp1栅极连接，另一路串联cn2后与mp2的漏级相连；差分的另一路也分成两路，一路与mp2栅极连接，另一路串联cn2后与mp1的漏级相连。mos管mp1和mp2的源级都接地。

所述输出匹配级中，变压器tf3和电容cl依次并联，两路差分信号合为一路并输出。交叉耦合中和电容cn1和cn2分别被选作110ff和55ff，用于互连级和输出级，既增加输出端口隔离，又提供部分增益。它们的后向隔离性能显示在图5的左上角。该电路的驱动级和功率输出级都采用伪差分共源放大的结构，同时在差分源漏端添加交叉中和电容来中和晶体管的栅漏电容，提高共源放大器的反向隔离度，从而提高功率放大器的稳定性。在匹配网络上，该功率放大器全部采用变压器和调谐电容为基础的宽带匹配网络，因此采用三个变压器就可以实现超大带宽的匹配，不需要使用电感和传输线，大大减小芯片面积；

(6)所述单刀双掷开关(spdt),用于切换收发组件中的发射模块和接收模块，如图5所示。所述单刀双掷开关采用基于nmos管的串联、并联结构。包括：串联mos管、并联mos管、隔直电容与保护电阻。图中的电容c36为隔直电容，它与spdt的端口vin1连接，主要是为了给开关mos管提供偏置电压，使其过驱动电压能够尽量大，其相应的导通电阻就会尽可能的小，从而减小插损。c36同时与m64和m65的源级连接形成共源结构，并且在m64和m65中间并联rc。m63、m64和m65、m66的栅极和漏级分别相连，并且分别在栅极串联大电阻rc，这样是为了避免信号泄漏以及防止mos管被击穿。m63连接端口vin2和m60的源级，而m60的漏级与m59的源级相连，这两个mos管的栅极相连并且串联相同的大电阻rc，这个大电阻同时也与m65、m66栅极串联的大电阻rc相连；m59的漏级接地。在另一端，m66的源级与vin3相连，同时也连接m62的源级，m62与m63的栅极相连至一路后同样串联电阻rc，且该电阻也与m63、m64栅极串联的大电阻rc相连；m61的漏级接地。串联mos管m63～m66起到信号开关的作用，决定时vin1到vin2导通还是vin1到vin3导通。m59～m62是并联晶体管，用来把关断端口的信号旁路到地，这样就可以提高隔离度。控制信号vcp和控制信号vcn的状态永远相反，当vcn为高电平时，vcp就为低电平，mos管m63～m64导通，vin1和vin2之间导通，同时mos管m61～m62也导通，将来自vin3的信号旁路到地。当vcp为高电平时，vcn就为低电平，mos管m63～m64导通，vin1和vin3之间导通，同时mos管m59～m60也导通，将来自vin2的信号旁路到地。

本发明设计的收发组件，在高线性度低噪声放大器和功率放大器中采用了补偿技术，保证了接收模块和发射模块在宽带波段上的输出频谱平坦和高线性度。该收发组件中的移相器采用通过开关控制一系列子增益单元来合成所需要的幅度，解决了传统移相器中由于mos管的线性度有限导致移相准确度下降的问题，同时也无需设计复杂的高位dac为vga提供大范围变化的偏置电流。此外，该移相器的象限选择开关同时还具有放大作用，并对噪声系数起抑制作用；移相器的输出buffer中的共源放大器的负载可调，从而可以对信号的带内平坦度起到调节作用。该收发组件中的衰减器采用了级联pi/t型结构，同时采用补偿网络和冗余补偿等技术使得衰减器可以工作在宽频带的同时实现0～28.5db范围内5.8bit的衰减性能。

附图说明

图1为本发明的收发组件结构示意图。

图2为本发明中的高线性度低噪声放大器结构图示。

图3为本发明中的衰减器单端结构图示。

图4为本发明中低噪声放大器和移相器结构图示。

图5为本发明中的单刀双掷开关结构图示。

图6为本发明中功率放大器结构图示。

图7为本发明中移相器的巴伦-2和buffer结构图示。

图8为本发明中发射通路和接收通路的s参数测试结果。其中，(a)为发射通路的s参数测试结果，(b)为接收通路的s参数测试结果。

图9为本发明中发射通路和接收通路的线性度测试结果。其中，(a)为发射通路的线性度测试结果，包括1db压缩点、饱和输出功率和输出三阶交调点的测试结果(b)为接收通路的线性度测试结果，包括1db压缩点的测试结果。

图10为本发明中发射通路和接收通路的360°移相性能测试结果。其中，(a)为发射通路的测试结果，(b)为接收通路的测试结果。

图11为本发明中发射通路和接收通路的移相均方根相位误差测试结果。其中，(a)为发射通路和接收通路的均方根幅度误差测试结果，(b)为发射通路和接收通路的均方根相位误差测试结果。

图12为本发明中接收通路的衰减性能测试结果。其中，图(a)为0-28.5db范围内57个状态的衰减性能测试结果，(b)为接收通路衰减性能均方根幅度误差的测试结果。

具体实施方式

如图1所示，为本发明的收发组件的具体结构。其中高线性lna、衰减器(att)、宽带lna、宽带移相器(ps)、宽带功率放大器(pa)以及宽带单刀双掷开关(spdt)在收发通路的位置均按照图1所示系统框图摆放。

发射通路经由单刀双掷开关依次进入低噪声放大器和移相器，再经由单刀双掷开关进入功率放大器以后输出，两个单刀双掷开关和移相器的64个状态全由外部的单片机输入控制字进行控制。接收通路经由高线性度低噪声放大器和衰减器进入单刀双掷开关，并在进入低噪声放大器和移相器后经由单刀双掷开关从另一端输出，移相器的64个状态和衰减器的57个状态全由外部的单片机输入控制字进行控制。

本次设计的移相器精度为6bit，共有2ⁿ＝64(n＝6)个状态，分配到每个象限就需要实现16个状态，但依据公式tan(π/2-θ)＝1/tan(θ)，只需要实现0至45度范围内的8个状态，然后将i路控制开关状态与q路控制开关状态互换即可以实现45至90度范围内的另外8个状态。最后通过相位选择开关切换i、q两路信号的极性就可以实现二、三、四象限内的移相。对于本设计而言，每个信号通道需要六个子增益单元，它们之间的比例为2:3:4:6:8:8(对应管子的尺寸比例)。然后通过开关控制这六个子增益单元就可以实现所需要的ai值和aq值(前提是负载大小不能发生变化，因此选择无源器件作为负载)。例如要实现28.125°的相移值，就需通过控制开关使q路的比例为2、3、8的子增益单元工作，i路的比例为2、3、4、8、8的子增益单元工作，其它所有的子单元全部不工作。最后i路和q路的信号在vga的输出端以电流方式相加，合成所需移相信号。此种方案极大简化了有源移相器的结构，避免了高精度相位调整所需的大范围电流控制。最后，合成的信号由共源级放大器和源级跟随器构成双转单巴伦-2及buffer输出，可实现对带内平坦度的调节。

图8分别显示了tx和rx的s参数的测试结果。tx的增益大于20db，而rx的增益大于0.2db。tx的增益纹波小于±1.1db，rx的增益纹波小于±0.6db。tx和rx的输入回波损耗均小于-8db。图9(a)显示了测得的tx输出功率性能。在12ghz时，输出p-1db(1db衰减功率)为9.1dbm，饱和输出功率为14.8dbm。rx的p-1db也如图9(b)所示，在12ghz时为-2.3dbm。图10显示了参考相位为0°时tx和rx的64状态相移性能，表明在发射通路和接收通路都能实现360°范围内相移。图11显示了tx和rx相移性能的幅度和相位均方根(rms)误差。rms幅度误差在tx中小于0.45db，在rx中小于0.7db，而rms相位误差在tx中小于3.2°，在rx中小于3.8°。图12给出了衰减器的0-28.5db衰减范围和0.5db步长衰减的全57状态衰减性能。在12ghz时，rms幅度误差为0.45db。