基于单边带时间调制阵列的物理层保密通信系统

1.本发明涉及天线工程技术领域，尤其涉及一种基于单边带时间调制阵列的物理层保密通信系统。


背景技术：

2.1878年，英裔美国发明家david edward hughes利用发射器将无线电传送数百米远，揭开了无线通信技术辉煌发展的序幕。自此以后，无线通信系统取得了惊人的进步。同时，信息失密所造成的后果也愈发严重。因此，无线通信系统的信息安全问题受到不同领域学者的高度重视。在传统相控阵系统中，传输信息在期望方向和非期望方向上仅存在幅度和相对延迟的差别。理论上，在充分长的时间内，高灵敏度接收机总能正确地解调任意方向上的传输信号，从而窃取有用信息。为了防止高灵敏度接收机造成的信息失密，不少学者提出了阵列天线方向调制技术。然而，传统相控阵天线中，数字移相器的量化误差极大地影响方向调制性能，而高精度数字移相器又面临成本高昂，结构复杂等挑战。
3.近年来，基于时间调制阵列的物理层保密通信受到广泛关注。2014年，中国学者q.zhu在论文“directional modulation based on 4
‑
d antenna arrays”提出了利用周期性时间调制序列实现方向调制的初步思想。同年，意大利学者p.rocca在论文“4
‑
d arrays as enabling technology for cognitive radio systems”将这一技术应用于认知无线电系统，极大地提高其保密性能。随着方向调制研究的不断深入，中国学者k.chen发现，q.zhu和p.rocca采用方向调制技术随机性较差，在充分长的观测周期内，容易被窃听接收机破解。因此，k.chen在论文“hybrid directional modulation and beamforming for physical layer security improvement through 4
‑
dantenna arrays”中改进了方向调制技术，提高了保密性能。然而，为了满足日益增长的保密性能需求，阵列天线需要同时具备波束扫描和方向调制性能。现有文献常采用具有单刀单掷开关的调制模块。在这些研究中，时间调制技术仅实现了方向调制性能，波束扫描仍需借助复杂的高精度数字移相器。
4.基于以上分析，现有时间调制技术不能同时实现波束扫描和方向调制性能，而借助高精度移相器获得的波束扫描技术，势必增加系统硬件复杂度。因此，提出一种同时实现波束扫描和方向调制性能的低复杂度保密通信系统是十分必要的。本发明公开了一种基于单边带时间调制阵列的物理层保密通信系统，通过合理设计系统架构及准周期状态控制序列，突破了时间调制技术无法同时实现高精度波束扫描和高性能方向调制的技术难点，与现有技术相比，降低了硬件复杂度，提高了保密性能，有望广泛应用于新一代低成本、高性能无线通信系统。


技术实现要素：

5.本发明的目的在于提供一种基于单边带时间调制阵列的物理层保密通信系统。
6.实现本发明目的的技术解决方案为：
7.一种基于单边带时间调制阵列的物理层保密通信系统，包括n个发射天线单元、n
个高功率放大器、n个时间调制模块、1个射频状态控制器、n个准周期状态控制序列、1个n路等功率分配网络、1个调制器、1个信号发生器、1个本振、1个接收天线、1个低噪声放大器、1个解调器、1个数字信号处理器，其中n为正整数。
8.基于单边带时间调制阵列的物理层保密通信系统分为发射端和接收端；在发射端，每个发射天线单元与高功率放大器、时间调制模块相连，再由n路等功率分配网络进行功率合成，调制器的输出端与n路等功率分配网络相连，调制器的输入端与信号发生器相连，射频状态控制器输出n个准周期状态控制序列，n个准周期状态控制序列分别控制n个时间调制模块的工作状态；在接收端，接收天线与低噪声放大器相连，再由解调器对接收信号进行解调，解调后的信号输入数字信号处理器进行接收信号的后处理；所述时间调制模块具有4个离散相位状态，分别为0度相位状态，90度相位状态，180度相位状态和270度相位状态。
9.优选地，所述n个准周期状态控制序列分别控制n个时间调制模块的工作状态，第n个时间调制模块的准周期状态u
n
(t)控制序列是由i号周期性状态控制序列ii号周期性状态控制序列和二进制伪随机序列w(t)组成，其中1≤n≤n，n为正整数；第n个时间调制模块的准周期状态控制序列u
n
(t)具有以下表达式，
[0010][0011]
优选地，所述i号周期性状态控制序列和ii号周期性状态控制序列按0度、90度、180度、270度相位状态顺序变化，每个状态的持续时间占1/4个时间调制周期；所述i号周期性状态控制序列和ii号周期性状态控制序列在任意时刻t的相位状态是不完全相同的；所述二进制伪随机序列w(t)的取值每隔t
sw
时段在0和1之间伪随机地切换一次，其中，t
sw
为二进制伪随机序列w(t)的最小状态持续时间；所述n个准周期状态控制序列中包含的二进制伪随机序列w(t)在任意时刻t是完全相同的。
[0012]
本发明与现有技术相比，其显著特点：
[0013]
(1)与传统相控阵体制相比，本发明引入的时间调制模块解决了离散量化误差引起的保密性能恶化问题，具有高精度、连续波束调控的显著特点。
[0014]
(2)与经典时间调制阵列体制相比，本发明引入的时间调制模块同时替换了高精度数字移相器和单刀单掷开关。而且，时间调制模块的硬件复杂度与2
‑
bit移相器处于同一量级，远低于经典时间调制阵列体制中的高精度数字移相器和单刀单掷开关。因此，本发明在实现保密通信应用方面具有低成本、低硬件复杂度的显著特点。
[0015]
(3)本发明开创性地将单边带思想和准周期调制思想结合。与周期性时间调制相比，不仅提高了系统调控的灵活性，而且增加了方向调制的随机性，显著改善了保密通信效果。
附图说明
[0016]
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一个实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他
的附图。
[0017]
图1为本发明提出的基于单边带时间调制阵列的物理层保密通信系统基本结构框图。
[0018]
图2为图1所示的时间调制模块的具体结构。
[0019]
图3为实施例中的i号周期性状态控制序列。
[0020]
图4为实施例中的ii号周期性状态控制序列。
[0021]
图5为实施例中的二进制伪随机序列。
[0022]
图6为实施例中i号周期性状态控制序列调控下的辐射方向图。
[0023]
图7为实施例中ii号周期性状态控制序列调控下的辐射方向图。
[0024]
图8为实施例中准周期状态控制序列调控下的qpsk信号星座图。
具体实施方案
[0025]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一个实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0026]
实施例
[0027]
结合图1，本实施例提供了一种基于单边带时间调制阵列的物理层保密通信系统，包括n个发射天线单元(1)、n个高功率放大器(2)、n个时间调制模块(3)、1个射频状态控制器(4)、n个准周期状态控制序列(5)、1个n路等功率分配网络(6)、1个调制器(7)、1个信号发生器(8)、1个本振(9)、1个接收天线(10)、1个低噪声放大器(11)、1个解调器(12)、1个数字信号处理器(13)；
[0028]
发射端，每个发射天线单元(1)与高功率放大器(2)、时间调制模块(3)相连，再由n路等功率分配网络(6)进行功率合成，调制器(7)的输出端与n路等功率分配网络(6)相连，调制器(7)的输入端与信号发生器(8)相连，射频状态控制器(4)输出n个准周期状态控制序列(5)，n个准周期状态控制序列(5)分别控制n个时间调制模块(3)的工作状态；
[0029]
接收端，接收天线(10)与低噪声放大器(11)相连，再由解调器(12)对接收信号进行解调，解调后的信号输入数字信号处理器(13)进行接收信号的后处理；
[0030]
结合图2，所述时间调制模块(3)具有4个离散相位状态，分别为0度相位状态，90度相位状态，180度相位状态和270度相位状态；
[0031]
n个准周期状态控制序列分别控制n个时间调制模块的工作状态，第n个时间调制模块的准周期状态控制序列u
n
(t)是由i号周期性状态控制序列ii号周期性状态控制序列和二进制伪随机序列w(t)组成，其中1≤n≤n，n为正整数；第n个时间调制模块的准周期状态控制序列u
n
(t)具有以下表达式，
[0032][0033]
i号周期性状态控制序列和ii号周期性状态控制序列按0度、90度、180度、270度相位状态顺序周期性变化，每个状态的持续时间占1/4个时间调制周期；所述i号
周期性状态控制序列和ii号周期性状态控制序列在任意时刻t的相位状态不完全相同；所述二进制伪随机序列w(t)的取值每隔t
sw
时段在0和1之间伪随机地切换一次，其中，t
sw
为二进制伪随机序列w(t)的最小状态持续时间；所述n个准周期状态控制序列中包含的二进制伪随机序列w(t)在任意时刻t是完全相同的。
[0034]
通过高效进化算法，并结合准周期状态控制序列u
n
(t)的具体表达式，可以具体设计n个准周期状态控制序列，具体步骤如下：
[0035]
第一步，设置4个优化目标，获得i号周期性状态控制序列优化目标1，期望传输方向θ
d
；优化目标2，+1次谐波分量的期望副瓣电平优化目标3，期望边带电平sbl
d
；优化目标4，期望无用谐波零深位置。具体来说，可以将优化目标表示为，
[0036][0037]
其中，θ
r
为实际实现的波束指向，为+1次谐波分量实际实现的副瓣电平，sbl
r
为实际实现的边带电平，为i号周期性状态控制序列调控下，第h次谐波分量的阵因子。通过全局优化可以使y1趋向最小值，进而获得满足目标要求的不失一般性，本实施例设置θ
d
＝40
°
，sbl
d
＝
‑
15.0db。图3展示了优化得到的i号周期性状态控制序列
[0038]
第二步，设置5个优化目标，获得ii号周期性状态控制序列优化目标1，期望传输方向θ
d
；优化目标2，+1次谐波分量的期望副瓣电平优化目标3，期望边带电平sbl
d
；优化目标4，期望无用谐波零深位置；优化目标5，期望方向上由和调控下的+1次谐波阵因子的一致性。具体来说，可以将优化目标表示为，
[0039][0040]
其中，为i号周期性状态控制序列调控下，+1次谐波分量的阵因子；为ii号周期性状态控制序列调控下，+1次谐波分量的阵因子。符合优化目标y1的已由第一步得到，因此，在第二步的优化过程中，我们将优化得到的作为目标，寻求期望方向上由和调控下的+1次谐波阵因子的一致性。可以看出，第二步的优化目标不仅包含了第一步的所有优化目标，还将第一步的优化结果作为第二步的优化目标，这种策略保持了非期望传输方向的传输随机性和期望传输方向的传输稳定性。图4展示了优化得到的ii号周期性状态控制序列
[0041]
第三步，设置1个最小状态持续时间t
sw
，获得二进制伪随机时序w(t)。不失一般性，本实施例设置t
sw
＝10.0μs。假设一个传输周期内传输信号的总时长为t＝200.0μs。图5展示了4个传输周期内的二进制伪随机时序w(t)。从图5容易看出，不同的传输周期的二进制伪随机时序w(t)各不相同。
[0042]
第四步，将上述三步得到的时序带入准周期u
n
(t)的具体表达式，射频状态控制器
输出各个射频通道的准周期状态控制序列。
[0043]
不失一般性，本实施例考虑16个发射天线单元的单边带时间调制阵列(n＝16)。工作频率为17ghz(f
c
＝17ghz)。时间调制频率为100khz(f
p
＝100khz)。与时间调制频率对应的时间调制周期为10μs(t
p
＝1/f
p
＝10μs)。
[0044]
图6为图1实施例中i号周期性状态控制序列调控下的辐射方向图。图7为图1实施例中ii号周期性状态控制序列调控下的辐射方向图。从图7和图8容易得出，基于单边带时间调制阵列可以将最大辐射能力集中在期望传输方向上，实现高精度、连续波束调控，从而抑制非期望方向的辐射能量。
[0045]
图8为图3实施例中准周期状态控制序列调控下的qpsk信号星座图。容易得出，在期望方向上我们能够解调出正确的qpsk星座图，在非期望方向上我们不能解调出失真的qpsk星座图。而且，得益于准周期状态控制序列的方向调制随机性，在不同的信号传输周期、不同的传输角度，解调出的信息不尽相同。
[0046]
以上是向熟悉本发明领域的工程技术人员提供的对本发明及其实施方案的描述，这些描述应被视为是说明性的，而非限定性的。工程技术人员可据此发明权利要求书中的思想做具体的操作实施，自然也可以据以上所述对实施方案做一系列的变更。上述这些都应被视为本发明的涉及范围。