一种基于GMSK的软比特联合解调解扩方法与流程

一种基于gmsk的软比特联合解调解扩方法
技术领域
1.本发明涉及直接序列扩频系统的解调解扩技术领域，特别涉及一种基于gmsk的软比特联合解调解扩方法。


背景技术：

2.gmsk扩频通信技术是一种基于直接序列扩频的gmsk调制通信方式。对于扩频通信，是一种利用比原始信号本身频带宽得多的射频信号的通信方式，具有抗干扰能力强、截获率低、信号屏蔽等优点，因能适应复杂的电磁环境并且能保障正常通信，因而广泛应用于军事通信及民用通信领域中。直接序列扩频作为目前应用最为广泛的扩频技术，其利用伪随机码序列与待发送信息流进行模二加运算或直接相乘后，根据扩频因子生成带宽远大于原始序列带宽的扩频序列。接收端使用同样的扩频码进行接收和解扩恢复。
3.gmsk(gaussian minimum shift keying，高斯滤波最小频移键控)是在msk的基础上增加了对基带的高斯滤波预处理，使得调制后的信号相位在码元转换时刻连续且变化平滑，是一种恒包络调制信号。gmsk具有相位连续、码元交替时载波相位不会突变大、主瓣外的信号功率衰减速度快、中频信号宽带窄等特点，因而也在通信领域得到了广泛应用。
4.常规的gmsk接收机通常采用先解调后解扩的方式，先用本地调制信号与接收信号进行相关运算得到解调值，然后用扩频码与解调后数据进行积分运算，得到最终的解扩数据。对于最终得到的解调解扩数据，可利用软判决方式直接输出模拟量，或者将解调器输出波形进行多电平量化，送往译码器译码，比如有基于最大似然算法的viterbi译码算法；也可利用硬判决方式根据判决门限对解调结果直接判决后输出0或1。
5.对于上文描述的gmsk接收机，相较于同时进行的联合解调解扩结构，从运算量上来说，信号处理过程中要先解调后解扩，存在多一级的相关积分运算和除法截位运算，故而占用资源更多，且因先后两次截位输出，对于扩频通信来说损失了部分扩频增益。另外，若采用硬判决算法，译码器作为译码使用的码元都是0或1，对于预期的编码增益有所损失。一般而言，软判决译码虽然计算复杂度上有所提高，但比硬判决译码性能上要好约2db。


技术实现要素：

6.针对现有技术的不足，本发明公开一种基于gmsk的软比特联合解调解扩方法，本发明既保证了较好的接收机解调性能，也极大程度节省了计算资源。
7.本发明通过以下技术方案予以实现：
8.一种基于gmsk的软比特联合解调解扩方法，包括如下步骤：
9.对接收数据序列按照基于扩频倍数的过采样点数进行分组；采用gold伪随机序列生成本地扩频码，将扩频码与相应nco信号相乘得到本地调制序列；利用有效采样点信号将接收数据序列与本地调制序列及其共轭序列分别相乘得到相应的相关序列；依据序列分组长度对两种相乘结果分别累加积分，得到每个码元与本地参考信号的相关积分值，并求取相关积分值的平均值；计算两种平均值的功率，输出功率差值作为最终的解调解扩软比特
数据。
10.进一步的，为更好的实现本发明，所述的基于gmsk的软比特联合解调解扩方法具体包括以下步骤：
11.将经过前端预处理得到的数据序列表示为r(n)＝ri(n)+jrg(n)，序列长度为l。其中，ri(n)和rq(n)分别为接收信号的i、q两路分量，n为采样点个数，n＝0，1,2，
……
，l-1，j为虚数单位。
12.对接收数据序列按照基于扩频倍数的过采样点数，即长度ng进行分组，分组后的组数个数可表示为
13.其中，n
sf
为可配置的扩频因子，ks为采样倍数，n
sf
＝1，2，3，4
……
，ks＝8。接收序列r(n)的长度l须为分组长度ng的整数倍，由接收机按照接收字节个数确定待解调采样点个数。
14.利用本地扩频码生成调制信号，具体实施过程是：
15.1)在采用直接序列扩频体制下，使用两个m序列生成gold序列作为本地伪随机码s(n)；
16.2)根据当前伪随机码s(n)的0或1值来改变相位变化；
17.3)利用变化后的相位值获取当前nco数据和并作为本地调制序列的i、q分量。
18.为更好的实现本发明，进一步的，所述步骤1)包括以下步骤：
19.1-1)根据多项式初始值构建两个m序列m1(n)和m2(n)，两者长度相等且码率相同；
20.1-2)本地伪随机码s(n)序列由优选对相乘后构成，2)本地伪随机码s(n)序列由优选对相乘后构成，表示模二加。
21.为更好的实现本发明，进一步的，所述步骤3)包括以下步骤：
22.3-1)对于rom数据的产生，将0～2π范围做65536个相位等分，亦称为相位量化，并将三角函数的结果量化16位，包含一位符号位，以此产生所有象限的数据。
23.3-2)依据不同的调制指数，一个码元或符号对应的调制相位可由式给出。即对于调制指数h＝1的gfsk或fsk来说，一个符号对应相位π，而对于调制指数h＝0.5的gmsk或msk来说，一个符号对应相位π/2。则相应的，相位累加值在不同调制模式下也各有不同，因存在8倍的过采样关系，在gfsk或fsk调制模式下有而在gmsk或msk调制模式有
24.3-3)nco信号由本地rom表中已存数据产生，通过相位累加值控制相位变化进而改变rom表访问地址来生成对应的i、q分量，则最终本地调制序列可表示为
25.利用有效采样点信号将接收数据序列与本地调制序列及其共轭序列分别相乘得到相应的相关序列，具体实施过程是：
26.1)相关序列相乘的参考依据是有效采样点信号，其速率由接收系统设置的码率决定，码率取值为rb＝9600
×2n
b/s，n为非负整数。
27.2)相关序列计算表达式如下式所示：
[0028][0029]
依据序列分组长度ng对两种相乘结果分别累加积分，得到每个码元与本地参考信号的相关积分值，并求取相关积分值的平均值。码元积分值是以码元采样点数(即分组长度ng)为单位来获取积分值，计算过程如下式所示：
[0030][0031]
计算m1(n)和m2(n)的功率，输出功率差值作为最终的解调解扩软比特数据，其计算过程如下式所示：
[0032][0033]
本发明具有以下有益效果：
[0034]
1、由于本发明采用了联合解调解扩的算法结构，减少了计算过程中的累加积分和数据截位操作，极大程度地保留了接收信号的完整性，有利于后续译码。
[0035]
2、本发明整合了解调和解扩过程中的相同计算流程，主要是与积分相关的乘法，加法和除法流程，减少了计算复杂度，节省了实现所需资源。
[0036]
3、本发明结合软比特判决算法和联合解调解扩，充分利用了信道传输信号的信息，直接送入解码器进行解码处理，减小了解调后误判的影响，在性能上有很大提升。
附图说明
[0037]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0038]
图1为本发明gmsk扩频发射机的结构框图。
[0039]
图2为本发明gmsk接收机系统框图。
[0040]
图3为本发明基于gmsk的软比特联合解调解扩方法流程图。
[0041]
图4为本发明gold伪随机序列生成器实现电路图。
[0042]
图5为本发明基于gmsk的软比特联合解调解扩方法实现电路图。
具体实施方式
[0043]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例
中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0044]
针对背景技术中描述的gmsk扩频通信接收机，实施过程中发现传统gmsk接收机先解调后解扩的结构由于存在重复计算，截位误差损失精度等因素，不利于接收机的正确译码，误码率较高。另外，由于gmsk联合解调解扩输出的是软比特信息，结合viterbi译码过程中也需要相关的对数似然比信息，可以充分利用联合解调解扩结果的接收码元间的相关信息，提高接收机解调性能，使得系统误码率下降。
[0045]
如图1～5，本发明实施例提供了一种基于gmsk的软比特联合解调解扩实现方法，通常是需要发送机设备和接收机设备共同完成系统的通信功能。实施例中，结合具体的发送机与接收机进行说明，发送机对编码后序列进行直接序列扩频以及gmsk调制，并通过射频发射调制信号；而接收机捕获并同步发送机的调制信号，随后完成解调解扩和译码。
[0046]
在本发明实施例中，gmsk扩频发射机的结构框图如图1所示。原始数据序列经过信道编码等处理与本地扩频码序列模二加后得到扩频序列，随后进行gmsk调制。高斯滤波器的脉冲响应可表示为：
[0047][0048]
式中，b为高斯滤波器的3db带宽。
[0049]
则高斯滤波器的阶跃响应为：
[0050][0051]
式中，
[0052]
扩频序列通过高斯滤波器后进入积分器进行积分，可以得到相位函数θ(t)，可表示为an为不归零的输入数据。
[0053]
则gmsk调制信号为：
[0054][0055]
由上式可以发现，θ(t)由扩频后数据序列确定，可以得到正交支路的基带信号cosθ(t)和sinθ(t)，最终与载波相乘后相加得到gmsk发射信号。
[0056]
在本发明实施例中，图2给出了gmsk接收机的实现流程图，具体实现步骤如下：
[0057]
首先，对adc采样量化后的数据进行数字下变频，可通过接收信号序列x(n)与一个旋转复向量相乘得到，即旋转复向量可由nco产生，这里基于cordic算法设计产生正交两路信号。
[0058]
其次，为降低数据采样速率，对下变频后信号进行数字低通滤波及抽取。滤波是为
了去除信号中的高频成分，防止混叠；而抽取就是保留原信号中间隔为m的采样点，即为m倍降采样。
[0059]
进一步的，利用本地同步头数据与下采样后信号做相关，捕获帧头位置，以此进行后续跟踪，纠正频偏等处理。
[0060]
进一步的，根据训练序列的相关性估计频偏，对后续接收信号持续相位调整。
[0061]
值得注意的是，本发明提出的联合解调解扩方法以相位调整后的数据作为输入信号，输出信号即为解调解扩后的软比特数据。
[0062]
最后完成对软比特数据的解扰、译码等处理。基于以上步骤可构成完整的接收机实施例，下面对本发明实施例进行详细说明。
[0063]
图3给出了本发明实施例提供的一种基于gmsk的软比特联合解调解扩方法的流程图，作为参考，接收机可执行如图3所示的联合联调解扩方法，该方法包括：
[0064]
步骤301：对接收数据序列按照基于扩频倍数的过采样点数进行分组。
[0065]
本发明实施例首先按照图2所示的流程进行信号处理，得到复信号序列r(n)＝ri(n)+jrq(n)作为联合解调解扩的输入，其长度为l，ri(n)和rq(n)分别为接收信号的i、q两路分量，n为采样点个数，n＝0，1，2，
……
，l-1。
[0066]
具体的，分组后序列长度为ng，可表示为其中n
sf
为可配置的扩频因子，ks为采样倍数，n
sf
＝1，2，3，4
……
，ks＝8。分组后的组数g为正整数。因此，所述的接收序列r(n)的长度l须为分组长度ng的整数倍，由接收机按照接收字节个数确定待解调采样点个数。
[0067]
步骤302：采用伪随机序列生成本地扩频码，将扩频码与相应nco信号相乘得到本地调制序列。
[0068]
本发明实施例采用直接序列扩频体制，使用两个m序列生成gold序列作为本地伪随机码s(n)，随后根据当前伪随机码s(n)的0或1值来改变相位变化，最后利用变化后的相位值获取当前nco数据和并作为本地调制序列的i、q分量。
[0069]
具体的，首先根据多项式初始值构建两个m序列m1(n)和m2(n)，两者长度相等且码率相同。参考图4所示的gold序列生成电路图，本地伪随机码s(n)序列由优选对相乘后构成，图4中，两路序列m1(n)和m2(n)分别各由31个寄存器根据其初始状态按照有效使能信号进行移位操作和异或操作生成，同时对两路结果异或操作生成最终的伪随机序列信号。
[0070]
在本发明实施例中，nco信号由本地rom表中已存数据产生，通过相位累加值控制相位变化进而改变rom表访问地址来生成对应的i、q分量，则最终本地调制序列可表示为
[0071]
具体的，对于rom数据的产生，将0～2π范围做65536个相位等分，亦称为相位量化，并将三角函数的结果量化16位，包含一位符号位，以此产生所有象限的数据。
[0072]
依据不同的调制指数，一个码元或符号对应的调制相位可由式依据不同的调制指数，一个码元或符号对应的调制相位可由式给出。即对于调制指数h＝1的gfsk或fsk来说，一个符号对应相位π，而对于调制指数h＝0.5的gmsk或msk来说，一个符号对应相位π/2。则相应的，相位累加值在不同调制模式下也各
有不同，因存在8倍的过采样关系，在gfsk或fsk调制模式下有而在gmsk或msk调制模式有
[0073]
进一步的，为了节省实现过程中的资源面积，rom表的面积应尽可能小。另外，根据上述的相位变化固定性，对应的三角函数值也是确定的。并且，利用三角函数在0～2π内的对称性，以0～π/2范围内的数据为基准，其他范围的数据可以根据相位关系依次得到。其具体对应的rom表数据如表1中所示。
[0074]
表1 rom表存储数据
[0075]
addressmsb(i)lsb(q)03276701321376392230272125393272441820442316923169518204272446125393027276392321378032767
[0076]
步骤303：利用有效采样点信号将接收数据序列与本地调制序列及其共轭序列分别相乘得到相应的相关序列；
[0077]
本步骤中，相关值的计算主要由复乘得到，相关序列的计算式为：
[0078][0079]
本发明实施例中，相关序列的计算需要同时做复乘和共轭复乘，为节省资源，考虑到复乘和共轭复乘的实部虚部相关性，则可以简化为由四个乘法器和四个加法器完成对结果实部和虚部的计算。
[0080]
具体的，相关序列相乘的参考依据是有效采样点信号，其速率由接收系统设置的码率决定，码率取值为rb＝9600
×2n
b/s，n为非负整数。
[0081]
步骤304：依据序列分组长度ng对两种相乘结果分别累加积分，得到每个码元与本地参考信号的相关积分值，并求取相关积分值的平均值；
[0082]
码元积分值是以码元采样点数(即分组长度ng)为单位来获取积分值，计算过程如下式所示：
[0083][0084]
步骤305：计算两种平均值的功率，输出功率差值作为最终的解调解扩软比特数
据。
[0085]
计算m1(n)和m2(n)的功率，输出功率差值作为最终的解调解扩软比特数据，其计算过程如下式所示：
[0086][0087]
在本发明实施例中，图5提供了软比特联合解调解扩方法实现电路图。参考图5，接收信号中i和q两条支路的数据，经过4个乘法器和4个加法器后得到相关信号的i、q数据，然后分别累加积分，并求取功率值和功率差值。其中，gold序列生成器由接收数据的有效信号控制，扩频码决定相位的累加，在本实施例中，即控制了地址的加减来读取rom中的cos和sin数据。对于数据输入输出的吞吐率，依据以分组长度ng为处理单元可知，每ng个采样点输入数据输出一个有效的软比特数据，这是由扩频系数决定的。
[0088]
本发明相较于常规fsk类调制的先解调后解扩的实现方案，有效提高了解调器性能；同时，本发明还可适用于不同调制指数的fsk类调制系统，诸如bfsk，msk，gfsk等；另外，在asic实现要求基础上优化电路设计方案，极大程度地节省了资源面积。
[0089]
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。