一种增强型失真消除混合O-OFDM传输方法与流程

一种增强型失真消除混合o-ofdm传输方法
技术领域
1.本发明涉及无线光通信领域，尤其涉及一种增强型失真消除混合o-ofdm传输方法。


背景技术：

2.由于移动数据流量的成倍增长以及射频频谱资源匮乏的挑战，目前国内外研究领域开始竞相发掘迄今为止几乎未开发的更高频谱，例如光谱，从而催生了无线光通信(owc)领域。owc凭借其免许可频谱资源丰富、抗电磁干扰能力强、通信环境安全、实现成本低等先天优势，越来越多地得到电信运营商等的广泛关注，有望广泛应用于室内无线网络、水下通信、车载通信等领域。
3.正交频分复用(ofdm)技术已在owc中得到广泛探索，这得益于其高频谱效率和抗符号间干扰能力。在owc系统中，通常采用强度调制/直接检测(im/dd)方式，需要将ofdm信号从双极性复数信号转换为单极性实数信号，因此针对owc提出了多种光ofdm(o-ofdm)方案，例如直流偏置o-ofdm(dco-ofdm)和单极o-ofdm方案。dco-ofdm是通过添加直流偏置来获得传输信号的非负性，然而由于ofdm具有较高的峰均功率比(papr)，因此通常需要相对较高的直流偏置，从而导致该方案光功率效率低下。单极o-ofdm方案包括了非对称限幅o-ofdm(aco-ofdm)、脉冲幅度调制离散多音(pam-dmt)和翻转ofdm(flip-ofdm)。在aco-ofdm和pam-dmt中，分别在奇数子载波和子载波的虚部调制传输符号，产生了频谱效率损失的结果。flip-ofdm是将其双极性信号的负部分反转以保证非负性，然后以时域连续方式传输，但会由于额外的延迟过程而导致时间效率低下。
4.为了进一步提高owc系统的性能，基于单极o-ofdm方案开发出了混合o-ofdm方案，例如混合aco-ofdm(haco-ofdm)、分层aco-ofdm(laco-ofdm)等。在haco-ofdm方案中，aco-ofdm在奇数子载波上传输，进一步与偶数子载波上的pam-dmt传输相结合，但仅对偶数子载波的虚部进行调制，偶数子载波的实部仍未开发。laco-ofdm方案能够以分层的方式使用更多的子载波，获得与dco-ofdm相当的频谱效率以及与aco-ofdm相当的能量效率。然而，发送端需要多个ifft块，且由于每一层的削波操作都会对更高层产生干扰，所以符号检测必须由基于串行干扰消除(sic)的接收机执行，这显著地增加了复杂度。虽然能够采用标准的接收机针对laco-ofdm信号进行检测，但接收机的检测性能恶化严重。


技术实现要素：

5.针对以上问题，本发明提出增强型失真消除混合o-ofdm传输方法。
6.为实现本发明的目的，提供增强型失真消除混合o-ofdm传输方法，发送端
7.包括如下步骤：
8.1.一种增强型失真消除混合o-ofdm传输方法，其特征在于，发送端包括如下步骤：
9.s1、对待传输的两路比特进行qam调制和pam调制，生成qam符号和pam符号，将调制后得到的串行形式的qam符号和pam符号进行串并转换变成并行形式的qam符号和pam符号，
接着对qam符号和pam符号进行分配，将ofdm系统的子载波总数目表示为n，将子载波的序号记为k，其分配方式如下：第g组的子载波序号集合为φg，g＝1，
…
，g，qam符号承载在前g组的子载波上，pam符号承载在集合c的子载波上，根据hermitian对称性，产生频域信号wk，wk表示第k个子载波上的频域信号；
10.s2、通过单个ifft以及并串转换，将频域信号wk转换为时域混合信号wn，其中，wn表示第n个时刻的时域混合信号；进一步地，计算用于生成非负信号的时域预处理信号cn，其中，cn表示第n个时刻的时域预处理信号，当n＝0，1，
…
，n/2
g+2
时，cn取值为信号样本的最大值，其中q＝0，1，
…
，2
g-1；
11.s3、将双极性增强型混合o-ofdm信号的各时刻的时域混合信号wn分别与相应时刻的时域预处理信号cn相加，得到各时刻的非负edeho-ofdm信号即构成待发送数字信号，具体表示为：
[0012][0013]
将生成的非负的经过数模转换器生成模拟信号，最后输入到led驱动其发光，此时电信号转化为光信号，通过信道到达接收端。
[0014]
进一步地，时域预处理信号cn满足以下结构：
[0015][0016]
进一步地，第g组中子载波序号集合φg的具体表达式为：
[0017]
φg＝{k＝2
g-1
(2i+1)|i＝0，1，l，n/2
g-1}
[0018]
进一步地，pam符号采用的子载波集合c的具体表达式为：
[0019]
c＝{k＝2gm|m＝1，2，l，n/2
g-1且m≠n/2
g+1
}。
[0020]
进一步地，各子载波上的频域信号wk的具体表达式为：
[0021][0022]
其中，虚数单位ak和bk分别表示分配至第k个子载波的qam和pam符号。
[0023]
进一步地，接收端为标准的ofdm接收机，即接收端用光电二极管pd接收信号，经过模数转换器转换成数字信号，接着进行串并转换以及fft后生成频域信号，最后经过解调恢复信号。
[0024]
跟现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
[0025]
本发明针对owc提出了一种新的混合o-ofdm方案，即增强型失真消除混合o-ofdm(edeho-ofdm)。在发射端构建了时域失真消除方法，实现了aco-ofdm和pam-dmt的无干扰传输。此外，通过激活偶数子载波的剩余实部得以充分利用子载波资源，相比haco-ofdm，有效地增强了传输的频谱效率。
[0026]
相比传统的多层混合o-ofdm，如laco-ofdm，本发明能够实现相同的频谱效率，但本发明仅凭借单个ifft发射机和标准o-ofdm接收机就可以完成信息传输，具有更低的实现复杂度，同时，与同样采用标准o-ofdm接收机的laco-ofdm方法相比，具有更优的误码率
(ber)性能。
附图说明
[0027]
图1为一种增强型失真消除混合o-ofdm传输方法的结构框图；
[0028]
图2为不同o-ofdm方案的papr的互补累积分布函数；
[0029]
图3为不同o-ofdm方案在不同eb/n0下的ber性能示意图；
[0030]
图4为实现10-3
的ber目标所需的eb/n0示意图。
具体实施方式
[0031]
为了使本技术的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本技术进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本技术，并不用于限定本技术。
[0032]
在本文中提及
″
实施例
″
意味着，结合实施例描述的特定特征、结构或特性可以包含在本技术的至少一个实施例中。在说明书中的各个位置出现该短语并不一定均是指相同的实施例，也不是与其它实施例互斥的独立的或备选的实施例。本领域技术人员显式地和隐式地理解的是，本文所描述的实施例可以与其它实施例相结合。
[0033]
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0034]
图1为一种增强型失真消除混合o-ofdm传输方法的结构框图。如图1所示，本发明提供一种增强型失真消除混合o-ofdm传输方法，发送端包括如下步骤：
[0035]
s1、对待传输的两路比特进行qam调制和pam调制，生成qam符号和pam符号，将调制后得到的串行形式的qam符号和pam符号进行串并转换变成并行形式的qam符号和pam符号，接着对qam符号和pam符号进行分配，将ofdm系统的子载波总数目表示为n，将子载波的序号记为k，其分配方式如下：第g组的子载波序号集合为φg，g＝1，
…
，g，qam符号承载在前g组的子载波上，pam符号承载在集合c的子载波上，根据hermitian对称性，产生频域信号wk，wk表示第k个子载波上的频域信号；
[0036]
s2、通过单个ifft以及并串转换，将频域信号wk转换为时域混合信号wn，其中，wn表示第n个时刻的时域混合信号；进一步地，计算用于生成非负信号的时域预处理信号cn，其中，cn表示第n个时刻的时域预处理信号，当n＝0，1，
…
，n/2
g+2
时，cn取值为信号样本的最大值，其中q＝0，1，
…
，2
g-1；
[0037]
s3、将双极性增强型混合o-ofdm信号的各时刻的时域混合信号wn分别与相应时刻的时域预处理信号cn相加，得到各时刻的非负edeho-ofdm信号即构成待发送数字信号，具体表示为：
[0038][0039]
将生成的非负的经过数模转换器生成模拟信号，最后输入到led驱动其发光，此时电信号转化为光信号，通过信道到达接收端。
[0040]
在一个实施例中，时域预处理信号cn满足以下结构：
[0041][0042]
在一个实施例中，第g组中子载波序号集合φg的具体表达式为：
[0043]
φg＝{k＝2
g-1
(2i+1)|i＝0，1，l，n/2
g-1}
[0044]
在一个实施例中，pam符号采用的子载波集合c的具体表达式为：
[0045]
c＝{k＝2gm|m＝1，2，l，n/2
g-1且m≠n/2
g+1
}。
[0046]
在一个实施例中，各子载波上的频域信号wk的具体表达式为：
[0047][0048]
其中，虚数单位ak和bk分别表示分配至第k个子载波的qam和pam符号，从实现复杂度和性能角度，g一般小于等于4。
[0049]
在一个实施例中，接收端为标准的ofdm接收机，即接收端用光电二极管pd接收信号，经过模数转换器转换成数字信号，接着进行串并转换以及fft后生成频域信号，最后经过解调恢复信号。
[0050]
从图1中可以看出，本发明方案采用了单ifft发射机架构和标准的ofdm接收机，不受削波失真的影响。
[0051]
图2为不同o-ofdm方案的papr的互补累积分布函数。在edeho-ofdm中，分配给qam符号的功率设置是pam符号的两倍。从图中可以看出，与传统的haco-ofdm和laco-ofdm方案相比，本发明方案具有更低的papr，同时该papr会随着激活剩余子载波数量的增多而降低，表明了本方案可以在非线性条件下运行优良。
[0052]
图3为不同o-ofdm方案在不同eb/n0下的ber性能示意图，为了比较公平，laco-ofdm采用与epdho-ofdm相同的标准ofdm接收方法，从图中可以观察到，本发明方法的误码率远低于基于单个fft接收机的laco-ofdm，具有更高的可靠性。此外，本发明方案可以在g＝2和g＝3时分别达到与l＝3和l＝4的laco-ofdm相同的频谱效率。
[0053]
图4为实现10-3
的ber目标所需的eb/n0示意图，表现了在不同o-ofdm方案在不同比特率/归一化带宽下，实现10-3
的ber目标所需的eb/n0，其中dco-ofdm采用了7db和10db的偏置。从图中可以得出，本发明方案需要比aco-ofdm和dco-ofdm相对较低的eb/n0来实现ber目标，这表明本方案具有较高的功率效率。