用于扩频通信的数据解调电路和方法

专利名称：用于扩频通信的数据解调电路和方法
技术领域：
本发明总的来说是关系到用于扩频通信的数据解调电路和方法，更具体地，是关系到在使用基台发射的、其数据未被调制的导引信号进行检测后能排除剩余的载波偏移影响的数据解调电路和方法。本发明也是针对被设计用来去除由不同定时的导引信号所造成干扰的数据解调电路和方法，以及进一步针对能通过多个这样的数据解调电路和方法进行分集接收的数据解调电路和方法。
直接序列(DS)扩频系统(以下将把它称为SS系统)具有各种优点，例如免除干扰和频率选择性衰落、多重可接入性，因此它被开发成一种用于包括移动电话、蜂窝电话、无绳电话以及无线局部地区网等在内的移动通信的通信系统。在以下的说明中，术语“符号”将代表要由数据调制方案所决定的信息字母表中的一个信息字母。在二相移相键控(BPSK)情况下，符号可被看作为数据。
图31描绘了在美国专利号NO.5103459中所揭示的码分多址(CDMA)蜂窝电话系统的移动电话的示意性结构。该移动CDMA电话系统包括经过双工器2连接到模拟接收机3和功率放大器4的天线1。天线1接收来自基台的SS(扩频)信号，并通过双工器2把接收信号提供给模拟接收机3。模拟接收机包括下变频器，它将输入的接收信号变频成基带信号再由A/D(模拟-数字)变换器变换成数字信号，这样数字化的基带信号就被馈送到搜索接收机5和数字式数据接收机(或数据解调器电路)6和7。
当SS信号经过多条路径到达接收机时，各条路径的每个信号将会有时间差异。数据解调器电路6和7能选择哪一个路径信号是要跟踪和接收的。在如图31所示有两个数据解调器电路的情况下，可并行地跟踪两条独立路径。
相反，响应于控制处理器8的控制信号，搜索接收机5扫描在所接收的导引信号参考定时附近的时间域，以便检测包含于来自基台的接收多径信号(以多径方式接收的信号)中的各个导引信号。接着，搜索接收机5比较各个接收导引信号的强度，并把强度信号输出到控制处理器8，以指明最强的信号。
然后，控制处理器8把控制信号提供给数据解调器电路6和7以各自处理不同的最强信号之一。
数据解调器电路6和7的功能是把接收信号与在发射机端所使用的PN(伪噪声)码进行相关。图32描绘了在美国专利NO.5103459中所揭示的数据解调器电路的细节。数据解调器电路6和7包括PN发生器516和518，它们产生分别相应于一个所接收的路径信号的同相轴和正交轴的PN码PNI(t)和PNQ(t)，数据解调器电路6和7的每一个进一步包括一个Walsh函数发生器，用来产生适合于基台与该移动台通信的Walsh函数。Walsh函数发生器520响应于来自控制处理器的选择信号而产生相应于所指派的Walsh函数的码元序列。作为通话建立信息的一部分的选择信号从基台被发送到移动台。分别由两个PN发生器516和518输出的PN码PNI(t)和PNQ(t)分别提供给异或门522和524。Walsh函数发生器520把它的输出提供给异或门522和524，在此进行异或运算，以产生序列PNI′(t)和PNQ′(t)。
序列PNI′(t)和PNQ′(t)被输入到PN QPSK(四相移相键控)相关器526以进行处理，且相关器526的输出(I和Q)被送进相应的累加器528和530。结果，对应于同相轴接收信号和正交轴接收信号的各自的相关值由PN QPSK相关器526和各个累加器联合进行计算。累加器的输出送到相位旋转器532。相位旋转器532也接收控制处理器8给出的导引信号的相位。所接收的符号的相位随导引信号的相位而进行旋转。导引信号的相位由搜索接收机和控制处理器所决定。相位旋转器532的输出是同相轴数据23，它将要被送进组合器-译码器电路9。
组合器-译码器电路9包括分集组合器电路和前向纠错(FEC)译码器电路。
分集组合器电路把两个所接收的符号的定时调节成一致，把这两个符号与相应于其各自的相对强度的数值相乘，并且把它们同时地相加在一起。这些运算就形成了一种最大比率组合分集接收。可以参考PCT/US90/06417，它揭示了CDMA蜂窝系统中分集接收的构成。
正如此处前面所述，在传统接收机所具有的结构中，全部路径信号共同地被单个模拟接收机处理，它将接收信号下变频成基带数字信号。所要注意到的是每个接收路径信号分别具有独立的载波相位。对于单个路径信号，例如，由J.K.Holmes所著的“Coherent SpreadSpectrum Systems”(John Wiley & Son)揭示了在模拟接收机3中借助于诸如Costas环的载波恢复电路来控制接收信号相位的情形。然而，在多径信号的情况下，很难以同时控制多个接收路径信号的不同相位。所以，任何输入到数据解调器的信号将必然地包含了在接收路径载波和用于下变频的本振载波之间的相位差(或在下变频后剩余的相位差)。
更具体地，对于在由数据和由用作用户识别的Walsh函数所进行的调制都是二相移相键控(BPSK)以及用于扩频的调制是四相移相键控(QPSK)，也就是和美国专利No.5103459中所揭示的调制一样的情况下，传输信号S(t)的复数包络可表示为S(t)＝W(t)[PNI(t)＋jPNQ(t)]＝W(t)PNI＋j W(t)PNQ(t)＝SI(t)＋jSQ(t)，其中W(t)是由发送到每个用户的SS信号和导引信号的多路传输信号，并且令di(t)、Wi(t)和αi分别为给第i个用户的调制数据、Walsh函数、和相应于功率配置的系数，以及N是多路传输的路数，那么W(t)为W(t)＝∑αidi(t)Wi(t)(∑代表从i＝0到N的和，且i＝0相应于导引信号)接着，令ρ为接收路径信号的接收幅度；以及θ为在接收路径载波和用于下变频的本振载波之间的相位差(或下变频后的相位差)，那么，在模拟接收机输出端的要被解调的一个接收路径信号的复数包络RX(t)可表示为
RX(t)＝ρS(t)exp[jθ]＝ρW(t)[PNI(t)＋jPNQ(t)]*[cosθ＋jsinθ]＝ρW(t)[{PNI(t)cosθ－PNQ(t)sinθ}＋j{PNQ(t)cosθ＋PNI(t)sinθ}]＝RXI(t)＋jRXQ(t)也就是，同相轴接收信号RXI(t)是RX(t)的实部，结果是RXI(t)＝ρW(t){PNI(t)cosθ－PNQ(t)sinθ}而正交轴接收信号RXQ(t)是RX(t)的虚部，结果是RXQ(t)＝ρW(t){PNQ(t)cosθ＋PNI(t)sinθ}.这些同相轴接收信号和正交轴接收信号提供给PN QPSK相关器作为输入。
在图32中，相位旋转器532被用来排除相位差的影响。虽然美国专利No.5103459并未详细揭示如何决定作为相位旋转器的参考相位的导引信号相位的方法，但是搜索接收机也包括与导引信号有关的PNQPSK相关器和累加器，其中假定通过执行tan-1(sinθ/cosθ)运算来确定该相位值。而且，相位旋转运算可被看作为相位补偿项exp(-jθ)＝cosθ－sinθ的乘积运算。这种相位旋转运算将相反地造成复杂的处理，这其中必须执行为求得θ而要做的tan-1运算，以及由所得出的θ再去求出cosθ和sinθ。
更进一步地，搜索接收机由于要扫描多条接收路径，就会引起参考相位对噪声影响很敏感的这一问题，这是因为，与由单个路径信号确定相位的情况相比较来说是用来降低噪声影响的平均时间正比于要被扫描到的时间间隔而缩短了。(换句话说，因为噪声是随机的，较长的平均时间将降低噪声的影响，而较短的平均时间就无法期待充分的噪声影响减小效果)。不利地，为了确保充分的噪声影响减小效果而需要的较长平均时间将会延长为得到在整个时间域上进行扫描的结果所需的时间，这就最终导致有可能找不到真实的相位差，这是由于在延长的时间间隔内因移动台的运动从而造成链路条件发生变化。
然而相反地，日本专利申请No.149369/93揭示了一种数据解调器电路，其中对包含在要由数据解调器电路解调的特定的接收路径信号中的导引信号进行相关处理以提取用于补偿相位差影响的相位差信息。图33描绘了在日本专利申请No.149369/93中所揭示的构成数据解调器电路的相位差信息提取节和相位补偿节。在图33中，参考数字20a、20b、20c和20d代表平均节，每个节对输入信号进行时间平均运算。这些节使得同相轴接收信号和正交轴接收信号进行图中所示的处理，借此，作为平均节的输出，给出与相位差有关的分量ραOcosθ或ραOsinθ。
αO代表与导引信号功率配置有关的常数。可以觉察到，由平均节所进行的在超过一个符号的时间内的时间平均运算可确保包含于乘法器11、12、13和14的输出中的PNI和PNQ之间的交叉相关的影响被充分地抑制了。
由于存在着相位差时的接收信号可定义为RX(t)＝ρS(t)exp[jθ]正如前面所描述的那样，所以，借助于把相位补偿项exp[-jθ]乘以RX(t)，可以清除相位差的影响，这就产生
ρS(t)exp[jθ]exp[-jθ]＝ρS(t)＝ρSI(t)＋jρSQ(t).此处，如果在进行相位补偿项的乘法之前，把接收信号分离成同相轴接收信号和正交轴接收信号，那么以上表示式可以写作为ρS(t)exp[jθ]exp[-jθ]＝[RXI(t)＋jRXQ(t)]*exp[-jθ]＝[RXI(t)＋jRXQ(t)]*[cosθ－jsinθ]＝[RXI(t)cosθ＋RXQ(t)sinθ]＋j[RXQ(t)cosθ－RXI(t)sinθ]注意到上式的右端，第一项是同相轴接收信号与cosθ的乘积和正交轴接收信号与sinθ的乘积相加后的和，而第二项是同相轴接收信号与sinθ的乘积和正交轴接收信号与cosθ的乘积相加后的和。另一方面，平均节装置20a、20b、20c和20d的输出分别为ραOcosθ、-ραOsinθ、-ραOsinθ和ραOcosθ。因此，在不带有系数ραO的情况下，等效于以上表示式的信号处理是借助于把平均节装置的输出与RXI和RXQ在如图33所描绘的那种组合中进行相乘，然而对这些乘积进行相加或相减来完成的。
在图33中，关于cosθ的两个分量分别从平均节装置20a和20d导出，而关于sinθ的两个分量分别从平均节装置20b和20c导出。图34描绘了也是在日本专利申请No.149369/93中所揭示的数据解调器电路的相位补偿节。为了简化电路，相位补偿节只被提供了单个乘法器和单个平均节以期通过联合操作而提取关于cosθ和sinθ的分量。
在这种情况下，图32的结果必须不方便地进行像tan-1运算和相位旋转运算这类复杂的处理，或者，由于使用了由扫描多个所接收的导引信号的搜索接收机所提供的导引信号，使得参考相位对于噪声的影响很敏感。不管它倾向于克服这些问题，图33的电路仍旧保留了冗余的结构。虽然图34所描述的结构设法去掉图33结构上的冗余，但由于它使用了与包含于接收信号中的相位差信息有关的一半分量，它仍遗留下对噪声影响敏感的问题未予解决。
另外，用于分集接收的多个数据解调器电路的使用可能带来使作为一个整体的接收机的复杂性增大的问题，因此单个数据解调器电路的结构和处理变得更复杂了。
而且，构成数据解调器电路的相位补偿装置的加大了的噪声影响将导致数据解调器电路的解调特性恶化。这样就带来了一个关于改善单个数据解调器电路的解调特性以确保分集接收时进一步改善解调特性的问题。
更进一步地，为了得到最大比率组合分集接收的最好性能，对各个数据解调器电路输出的相位来说，必须精确地调节相位且根据信号强度的数值来加权。然而，由于较大的噪声影响，使用由搜索接收机所得出的导引信号相位和导引信号电平将很难得到分集接收的最好性能。“调节相位”在此的意思是精确地实行相位补偿。
另外，基台发射机所使用的发射载频与移动台中用于下变频的本地振荡器输出频率之间通常可能有频率偏差。
以上所述的下变频后剩余的相位差θ可被看作为没有时间变化的，而如果接收路径信号载波与用于下变频的本地振荡器输出之间有频率偏差，那么相位差可表示为φ＝δωt＋θ其中δω＝2πδf，且δf是频率偏差。此处及以后，在上式中所表示的φ将被称为载波偏移。
由于噪声的随机性，在平均节中的延长了的平均时间将减小噪声的影响，但由于δω的时间变化，相反地它又阻止了对载波偏移的补偿(频率和相位补偿)。较短的时间T会导致较小的δω的影响，但是也导致了缩短的平均时间，这本身就又抑制了由平均造成的噪声减小效果。这样，传统的相位补偿装置使得噪声影响加大的问题仍未得到解决。
此外，当数据解调器电路的相位补偿装置受噪声影响而增大时，数据解调器电路的解调特性也将恶化。这样，仍留下了一个通过改善单个数据解调器电路的解调特性以得到进一步改善的分集接收解调特性的问题。另外，也留下了关于调节各相应数据解调器电路的输出的相位以得到足够好的分集接收性能的问题。
补偿载波偏移的装置已由例如Takahashi，Takeishi和Onishi等人(IEICE，Spring National Conference A-204，1993)报导过(虽然其调制方法不同于美国专利中的方法)。为了获得固定的相位差，该方法包括以下步骤对每个去扩展符号执行tan-1运算，以得出每个符号的相位以及在相继的各相位之间的差值；对差值进行平均，以得出相应于频率偏移的相位旋转量；以及从其中减去相应于所找到的每个字符相位的相位旋转量，以便最后将结果进行平均。
即，令φ(n)为从第n个去扩展符号中导出的相位，T为符号持续时间，N为平均的数目，以及δφ＝δωT，那么δφ和θ可由运算而得出φ(n)＝tan-1[sin{φ(n)}/cos{φ(n)}]δφ＝(1/N)∑[φ(n＋1)－φ(n)]θ＝(1/N)∑[φ(n)－nδφ]其中∑代表从N＝1到N的和。然后，去扩展符号(它相应于图32中累加器528和530的输出)被乘上exp(-jθ)。然而，进行tan-1和相位旋转运算将是必须的，这就导致了复杂的处理过程。
另外，在使用多个数据解调器电路进行分集接收的情形中，单个数据解调器所需的复杂处理将很不方便地给整个接收机造成进一步增加的复杂性。
此外，对美国专利No.5103459中所揭示的通信系统的使用将带来的问题是接收路径信号将造成相互干扰从而恶化接收特性的问题。更具体地，当基台所发射的信号通过多条路径被接收时，将引起各个接收路径信号的接收定时上的差值。S(t)是基于Walsh函数的正交的多路传输信号，正交多路传输信号的正交性只有各个接收定时一致时才成立，而如果接收定时是各不相同的话，那么它们将变成干扰分量，从而会恶化解调特性。因此，这就留下了关于需要改善由干扰分量造成数据解调器电路解调特性恶化的问题。
这也留下了关于需要减小由干扰分量造成各个数据解调器电路解调特性恶化从而进一步改善分集接收解调特性的问题。
本发明陈述了上述的先有技术中所包含的问题。
所以，本发明的一个目的是提供一种用于扩频通信并且有较简单结构的数据解调器电路，它能消除下变频后剩余的载波偏移，借此改善其解调特性。
本发明的另一个目的是提供一种用于扩频通信的数据解调器电路，它能借去除由带有不同定时的导引信号所引起的干扰从而确保具有改善了的解调特性。
本发明的再一个目的是提供一种用于扩频通信并具有简单结构的数据解调器电路，它能借多个数据解调器电路进行分集接收，并从而进一步改善其解调特性。
按照本发明的第一个方面，为了完成以上目的而提供了一种用于扩频通信的数据解调器电路，借助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述数据解调器电路包括用于提取相位差信息的相位差信息提取装置，它把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各自的伪噪声码，以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减，以及把相加或相减的结果进行平均；用于补偿在同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的相位差影响的相位补偿装置，它使用由所述相位差信息提取装置所得到的相位差信息；以及用于从所述相位补偿装置的输出中解调出发送的数据的数据解调装置。
按照本发明的第二方面，为了完成以上目的而提供了一种用于扩频通信的数据解调器电路，借助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述数据解调器电路包括多个按照本发明的第一方面的用于扩频通信的互相独立定时的数据解调器电路；定时调节装置，用于调节多个所述数据解调器电路的输出的定时；加法器装置，用于把所述定时调节装置的输出进行相加；以及数据判决装置，用于从所述加法器装置的输出中判决出所发送的数据。
按照本发明的第三方面，为了完成以上目的而提供了一种用于扩频通信的数据解调器电路，借助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述数据解调器电路包括用于提取相位差信息的相位差信息提取装置，它把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各自的伪噪声码，以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减，以及把相加或相减的结果进行平均；延时装置，用于将同相轴接收信号和正交轴接收信号廷迟一段适当的时间间隔；频率和相位补偿装置，用于补偿被所述延时装置延时过的在同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的频率和相位偏移的影响，它使用由所述相位差信息提取装置所得到的相位差信息；以及数据解调装置，用于从所述频率和相位补偿装置的输出中解调出发送的数据。
按照本发明的第四方面，为了完成以上目的而提供了一种用于扩频通信的数据解调器电路，借助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述数据解调器电路包括多个按照本发明的第三方面的用于扩频通信的互相独立定时的数据解调器电路；定时调节装置，用于调节多个所述数据解调器电路的输出的定时；加法器装置，用于把所述定时调节装置的输出进行相加；以及数据判决装置，用于从所述加法器装置的输出中判决出所发送的数据。
按照本发明的第五方面，为了完成以上目的而提供了一种用于扩频通信的数据解调器电路，借助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述数据解调器电路包括用于提取相位差信息的相位差信息提取装置，它把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各自的伪噪声码，以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减，以及把相加或相减的结果进行平均；延时装置，用于将同相轴接收信号和正交轴接收信号延迟一段适当的时间间隔；电平控制装置，用于控制由所述相位差信息提取装置所得出的相位差信息的电平；频率和相位补偿装置，用于补偿所述延时过的同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的频率和相位偏移的影响，它使用了其电平已由所述电平控制装置控制的相位差信息；以及数据解调装置，用于从所述频率和相位补偿装置的输出中解调出发送的数据。
按照本发明的第六方面，为了完成以上目的而提供了一种用于扩频通信的数据解调器电路，借助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述数据解调器电路包括多个按照本发明第五方面的用于扩频通信的互相独立定时的数据解调器电路；定时调节装置，用于调节多个所述数据解调器电路的输出的定时；电平调节装置，用于对由所述定时调节装置所调节过定时的，所述的多个数据解调器电路的所述输出电平进行调节；加法器装置，用于把所述电平调节装置的输出进行相加；以及数据判决装置，用于从所述加法器装置的输出中判决出所发送的数据。
按照本发明的第七方面，为了完成以上目的而提供了一种用于扩频通信的数据解调器电路，借助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述数据解调器电路包括用于提取相位差信息的相位差信息提取装置，它把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各自的伪噪声码，以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减，以及把相加或相减的结果进行平均；延时装置，用于将同相轴接收信号和正交轴接收信号延迟一段适当的时间间隔；频率和相位补偿装置，用于补偿被所述延时装置延时过的在同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的频率和相位偏移的影响，它使用由所述相位差信息提取装置所得到的相位差信息；干扰总量计算装置，用于计算由于不同定时的导引信号所引起的对所述频率和相位补偿装置输出产生影响的干扰总量；以及带有抵消器的数据解调装置，用于在减去由所述干扰总量计算装置所算出的干扰总量的同时，从所述频率和相位补偿装置的输出中解调出发送的数据。
按照本发明的第八方面，为了完成以上目的，一种用于扩频通信的数据解调器电路，借助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述数据解调器电路包括多个按照本发明的第七方面的用于扩频通信的互相独立定时的数据解调器电路；定时调节装置，用于调节多个所述数据解调器电路的输出的定时；加法器装置，用于把所述定时调节装置的输出进行相加；以及数据判决装置，用于从所述加法器装置的输出中判决出所发送的数据。
按照本发明的第九方面，为了完成以上目的，一种用于扩频通信的数据解调器电路，借助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述数据解调器电路包括用于提取相位差信息的相位差信息提取装置，它把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各自的伪噪声码，以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减，以及把相加或相减的结果进行平均；延时装置，用于将同相轴接收信号和正交轴接收信号延迟一段适当的时间间隔；频率和相位补偿装置，用于补偿被所述延时装置延时过的在同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的频率和相位偏移的影响，它使用由所述相位差信息提取装置所得到的相位差信息；电平检测装置，用于检测由所述相位差信息提取装置所提取的相位差信息的电平；选择干扰总量计算装置，用于计算由于不同定时的导引信号所引起的所述频率和相位补偿装置输出产生影响的干扰总量，根据所述电平检测装置所检测的电平来控制所述计算的结果，以及按照所述控制的结果选择性地输出干扰总量；以及带抵消器的数据解调装置，用于在减去由所述选择干扰总量计算装置所算出的干扰总量的同时，从所述频率和相位补偿装置的输出中解调出发送的数据。
按照本发明的第十方面，为了完成以上目的，一种用于扩频通信的数据解调器电路，借助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述数据解调器电路包括多个按照本发明的第九方面的用于扩频通信的互相独立定时的数据解调器电路；定时调节装置，用于调节多个所述数据解调器电路的输出的定时；加法器装置，用于把所述定时调节装置的输出进行相加；以及数据判决装置，用于从所述加法器装置的输出中判决出所发送的数据。
按照本发明的第十一方面，为了完成以上目的而提供了一种用于扩频通信的数据解调器电路，借助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述数据解调器电路包括用于提取相位差信息的相位差信息提取装置，它把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各自的伪噪声码，以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减，以及把相加或相减的结果进行平均；延时装置，用于将同相轴接收信号和正交轴接收信号延迟一段适当的时间间隔；电平控制装置，用于控制由所述相位差信息提取装置所得出的相位差信息的电平；频率和相位补偿装置，用于补偿由所述延时装置延时过的同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的频率和相位偏移的影响，它使用由所述相位差信息提取装置所得到的相位差信息；干扰总量计算装置，用于计算由于不同定时的导引信号所引起的对所述频率和相位补偿装置输出产生影响的干扰总量；以及带有抵消器的数据解调装置，用于在减去由所述干扰总量计算装置所算出的干扰总量的同时，从所述频率和相位补偿装置的输出中解调出发送的数据。
按照本发明的第十二方面，为了完成以上目的而提供了一种用于扩频通信的数据解调器电路，借助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述数据解调器电路包括多个按照本发明的第十一方面的用于扩频通信的互相独立定时的数据解调器电路；定时调节装置，用于调节多个所述数据解调器电路的输出的定时；电平调节装置，用于调节由所述定时调节装置进行过定时调节的所述多个为数据解调器电路的输出电平；加法器装置，用于把所述定时调节装置的输出进行相加；以及数据判决装置，用于从所述加法器装置的输出中判决出所发送的数据。
按照本发明的第十三方面，为了完成以上目的而提供了一种用于扩频通信的数据解调器电路，借助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述数据解调器电路包括用于提取相位差信息的相位差信息提取装置，它把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各自的伪噪声码，以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减，以及把相加或相减的结果进行平均；延时装置，用于将同相轴接收信号和正交轴接收信号延迟一段适当的时间间隔；电平控制装置，用于控制由所述相位差信息提取装置所得出相位差信息的电平；频率和相位补偿装置，用于补偿由所述延时装置延时过的同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的频率和相位偏移的影响，它使用由所述相位差信息提取装置所得到的相位差信息；选择干扰总量计算装置，用于计算由于不同定时的导引信号所引起的对所述频率和相位补偿装置输出产生影响的干扰总量，根据由所述电平检测装置通过控制变量计算处理所检测的电平，以便控制所述计算的结果，以及按照所述控制的结果选择输出干扰总量；以及数据解调装置，用于在减去由所述选择干扰总量计算装置所算出的干扰总量的同时，从所述选择频率和相位补偿装置的输出中解调出发送的数据。
按照本发明的第十四方面，为了完成以上目的而提供了一种用于扩频通信的数据解调器电路，借助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述数据解调器电路包括多个按照本发明的第十三方面的用于扩频通信的互相独立定时的数据解调器电路；定时调节装置，用于调节多个所述数据解调器电路的输出的定时；电平调节装置，用于对由所述定时调节装置所调节过定时的、所述多个数据解调器电路的所述输出电平进行调节；加法器装置，用于把所述电平调节装置的输出进行相加；以及数据判决装置，用于从所述加法器装置的输出中判决出所发送的数据。
按照本发明的第十五方面，为了完成以上目的而提供了一种用于扩频通信的解调装置中的数据解调的方法，该解调装置借助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述方法包括以下步骤把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各自的伪噪声码；以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减；
借对相加或相减结果进行平均以提取相位差信息；以及借使用相位差信息，补偿同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的相位差的影响。
按照本发明的第十六方面，在为了完成以上目的而提供的本发明的第十五方面的数据解调方法中，在补偿步骤之前进一步包括下一步骤将同相轴接收信号和正交轴接收信号延迟一段适当的时间间隔；以及其中补偿步骤借使用相位差信息而补偿由延时步骤延时过的同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的频率和相位偏移的影响。
按照本发明的第十七方面，在为了完成以上目的而提供的本发明的第十六方面的数据解调方法中，在补偿步骤之前进一步包括下一步骤控制相位差信息的电平。
按照本发明的第十八方面，在为了完成以上目的而提供的本发明的第十六方面的数据解调方法中，进一步包括以下步骤计算由于不同定时的导引信号造成的影响频率和相位补偿的干扰总量；以及借减去干扰总量来解调发送的数据。
按照本发明的第十九方面，在为了完成以上目的而提供的本发明的第十八方面的数据解调方法中，在计算步骤以前进一步包括以下步骤检测相位差信息的电平；以及根据相位差信息电平选择干扰总量。
按照本发明的第二十方面，在为了完成以上目的而提供的本发明的第十八方面的数据解调方法中，在补偿步骤以前进一步包括下一步骤控制相位差信息的电平。
按照本发明的第二十一方面，在为了完成以上目的而提供的本发明的第二十方面的数据解调方法中，在解调步骤以前进一步包括下一步骤根据相位差信息电平选择干扰总量。
按照本发明的第二十二方面，在为了完成以上目的而提供的本发明的第十五方面的数据解调方法中，进一步包括以下步骤调节多个解调装置的输出的定时；把多个解调装置的输出进行相加；以及判决发送的数据。
当结合以下附图来看时，本发明的这些和其它目的以及优点将变得很明显，其中

图1是按照本发明的一个实施例的数据解调器电路的结构原理图；图2是平均节的结构原理图；图3描绘了按照本发明的另一个实施例的数据解调器电路的结构原理；图4描绘了分集组合器电路的结构原理；图5显示了按照再一个实施例配置的数据解调器电路；图6显示了按照又一个实施例配置的数据解调器电路；图7是按照再又一个实施例的数据解调器电路的结构原理图；图8是控制变量计算节的结构原理图；图9描绘了按照另一个实施例的数据解调器电路的结构原理；
图10描绘了按照再一个实施例的数据解调器的结构原理；图11显示了按照又一个实施例配置的数据解调器；图12显示了按照另一个实施例配置的数据解调器；图13是干扰总量计算节的结构原理图；图14是按照本发明的再一个实施例的数据解调器电路的结构原理图；图15描绘了按照又一个实施例的数据解调器电路的结构原理；图16描绘了按照另一个实施例的数据解调器电路的结构原理；图17显示了按照再一个实施例配置的数据解调器电路；图18显示了电平检测器的结构原理；图19是另一个干扰总量计算节的结构原理图；图20是按照再一个实施例的数据解调器电路的结构原理图；图21描绘了按照又一个实施例的数据解调器电路的结构原理；图22描绘了按照另一个实施例的数据解调器电路的结构原理；图23显示了按照又一个实施例配置的数据解调器电路；图24显示了再一个干扰总量计算节的结构原理；图25是按照本发明的另一个实施例的数据解调器电路的结构原理图；图26是按照再一个实施例的数据解调器电路的结构原理图；图27描绘了另一个分集组合器电路的结构原理；图28描绘了按照另一个实施例的数据解调器电路的结构原理；图29显示了又一个干扰总量计算节的结构原理；图30是用于显示符号定时的图；图31是传统的发射机一接收机的方框图32是传统发射机一接收机中所使用的数据解调器的结构原理图；图33显示了构成另一个传统装置的相位差信息提取节和相位补偿电路的结构原理；图34显示了构成再一个传统装置的相位差信息提取节和相位补偿电路的结构原理。
按照本发明的用于扩频通信的数据解调电路的示范性实施例将参考附图予以描述。实施例1首先参考图1，所描述的是按照本发明配置的数据解调器电路。图1中，相位差信息提取装置(总的表示为10)的输入是一组同相轴接收信号RXI和正交轴接收信号RXQ以及一组同相轴伪噪声码PNI和正交轴伪噪声码PNQ，由此藉平均节均值C(averagingsection mean C)20和均值S(mean S)25提取相位差信息。相位补偿装置30使用由此所提取的相位差信息以补偿下变频后剩余相位差对RXI(t)和RXQ(t)的影响，并输出相位被补偿过的同相轴分量和正交轴分量。在数据解调装置(总的表示为40)中，同相轴分量和正交轴分量分别乘以同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码，各自的乘积通过加法器43相加在一起。然后，加法器的输出与指派给移动台的Walsh函数相乘，乘积通过累加器45在一个符号的时间间隔内进行积累。在本说明书全文中要注意到，累加器45的输出提供给数据判决装置用于判决数据，或在另一种情况下先提供给分集组合器电路，在分集接收以后再提供给数据判决装置。
图1所描述的数据解调器电路的更详细的工作情况将如下所述，可以觉察到，由于在以前所述的本发明的目的之中，此处要达到的一个目的是方便地用简单的结构以补偿在检测后剩余的相位差θ，所以对δω足够小(Φ＝θ)的情况进行了描述。虽然在同相轴接收信号和正交轴接收信号中包含多个接收路径信号，但是只考虑由数据解调器电路所跟踪和接收的一个路径信号。据报导，具有不同定时的接收路径信号引起的干扰类似于高斯噪声(在累加器输出端)对解调器的影响(由Allen Salmasi和Klein S.Gilhousen等发表的论文“On the System Design Aspects of Code DivisionMultiple Access(CDMA)Applied to Digital Cellularand Personal Communication Networks”，41st IEEEWehicular Technology Conference)。
如有关的先有技术中早先所讨论的那样，同相轴接收信号RXI(t)和正交轴接收信号RXQ(t)分别写为RXI(t)＝ρW(t){PNI(t)cosθ－PNQ(t)sinθ}RXQ(t)＝ρW(t){PNQ(t)cosθ＋PNI(t)sinθ}乘法器11和13的输出分别表示为RXI(t)RNI(t)和RXQ(t)RNQ(t)。由于PNI2(t)＝PNQ2(t)＝1，所以加法器15的输出为RXI(t)PNI(t)＋RXQ(t)PNQ(t)＝ρW(t){PNI(t)cosθ－PNQ(t)sinθ}PNI(t)＋ρW(t){PNQ(t)cosθ＋PNI(t)sinθ}PNQ(t)＝2ρW(t)cosθ类似地，乘法器12和14的输出分别表示为-RXI(t)PNQ(t)和RXQ(t)PNI(t)。所以，加法器16的输出将给出RXQ(t)PNI(t)－RXI(t)PNQ(t)＝ρW(t){PNQ(t)cosθ＋PNI(t)sinθ}PNI(t)ρW(t){PNI(t)cosθ－PNQ(t)sinθ}PNQ(t)＝2ρW(t)sinθ加法器15和16的输出分别作为输入提供给平均节均值C20和均值S25。当和图33与图34所描绘的传统的结构相比较，所提取的cosθ分量和所提取的sinθ分量在输入到平均节之前分别被加法器一致地(或以矢量的相同方向)相加。相反地，输入到各个加法器的噪声由于它们的相互的独立性而是随机地相加，这样，相同的平均时间将使对相位差信息的提取较少地受到噪声影响。
图2描绘了平均节均值C20和均值S25的详细结构。加法器15或16的输出被输入到被平均节均值C20和均值S25所包括的累加器21，并在一个符号时间间隔T内积分(或累加)。平均节均值C20所进行的积分可写作∫2ρW(t)cosdt＝2ρ∑aidi(t)Wi(t)cosθdt(其中∫代表在一个符号时间间隔内的积分)。如果积分时间是一个符号时间间隔T，那么在去除了Wo(t)[＝1]的情况下，根据Walsh函数的正交性，积分的结果就变成零。由于i＝0导致把Walsh函数指派给未调制的导引信号(do＝1)，故平均节均值C20产生的输出为2TραOcosθ。同样地，均值S25的输出为2TραOsinθ。
累加器21的输出也包括其它多径信号或由于例如热噪声所引起的噪声分量，所以，累加器输出被加到移位寄存器23a和23b，由此所给出的量通过加法器24相加在一起并加以平均，以减小噪声的影响。移位寄存器的作用是把在T时间间隔内输入的累加器输出顺序移位。虽然在本实施例中显示的是两级移位寄存器，但移位级数应当优选地取决于信号强度、以及移动台运动所引起的接收信号相位抖动等因素而被设置。插入于累加器21和移位寄存器23a之间的乘法器22起到用于归一化的加权电路的作用，其中系数被设置为1/(2T·m)，而m是输入到加法器的输入个数(寄存器中的步数＝m－1)。受噪声较少影响的加法器24的输出是平均节均值C20和均值S25的输出ραOcosθ和ραOsinθ，换句话说，就是相位差信息提取装置的输出。
正如在图33和34所描绘的传统的例子中的情形，藉使用相位差信息提取装置所提取的相位差信息，对在下变频后包含在接收信号中的剩余相位的影响进行补偿。加法器35输出了藉把系数ραO与ρSI(t)相加而得到的ρ2αOSI(t)，而加法器36输出了ρ2αOSQ(t)，正如前面所讨论的那样。加法器35和36的输出包含清除了相位差影响的同相轴分量和正交轴分量，它们又作为相位补偿装置的输出提供给数据解调装置。
在数据解调装置中，同相轴分量被乘以PNI(t)，而正交轴分量被乘以PNQ(t)，且把由此而得出的乘积相加在一起，以给出以下输出
ρ2αOSI(t)PNI(t)＋ρ2αOSQ(t)PNQ(t)＝ρ2αO[SI(t)PNI(t)＋SQ(t)PNQ(t)]＝ρ2αOW(t)[PNI2(t)＋PNQ2(t)]＝2ρ2αOW(t)然后，乘法器44把加法器43的输出乘以指派给移动台的Walsh函数W1(t)，结果为2ρ2αOW(t)Wi(t)＝2ρ2αOWi(t)∑αidi(t)Wi(t)它又被输出到累加器45。累加器45对乘法器44的输出进行累加，由于Walsh函数的正交性，从累加器输出的多路传输信号中只有αidi(t)Wi(t)被提取出来，因而，2ρ2αOαidi(t)就是数据解调装置的输出。
尽管此处揭示的是藉在累加器22和移位寄存器之间的乘法器进行归一化的情形，然而归一化可在累加器输入端或加法器输出端、或者分别在多个端点处实行。归一化可在最适当的端点处进行，例如受量化误差影响最少的端点，这取决于数字数据量化的位数或移位寄存器的级数。实施例2接着参考图3，所描绘的是按照本发明的另一个实施例的数据解调器的结构。第一和第二数据解调器(它们总的分别表示为600和610)的工作情况和实施例1几乎相同，它们分别作用于第一和第二接收路径信号。PNI1、PNQ1和Wi1分别表示与第一接收路径信号有关的伪噪声码和Walsh函数。PNI2、PNQ2和Wi2分别表示与第二接收路径信号有关的伪噪声码和Walsh函数。从同一基台发射的第一和第二接收路径信号与同样的伪噪声码和Walsh函数一起被提供，但是两个信号在定时上互不相同。移动台和基台之间的某些位置关系可以允许从多个基台同时发射信号到同一个移动台。在这种情况下，PNI1、PNQ1和Wi1将表示第一基台所使用的伪噪声码和Walsh函数，而PNI2、PNQ2和Wi2将表示第二基台所使用的伪噪声码和Walsh函数。这些关系也适用于将在后面描述的其它实施例。
数据解调器电路600和610各自的输出D1和D2提供图4所描绘的分集组合器电路，其中输出D1和D2被延时装置601和602所延时，以便给出相同的定时。它们各自的延时时间T1和T2由搜索接收机5或同一接收机中的数据解调器电路600和610、控制处理器等所确定。延时电路的输出在加法器603相加以后被提供给用于判决数据的数据判决装置604。在该分集组合器电路中，当数据解调器电路600和610的相位补偿装置补偿相位时，系数ρ1αO和ρ2αO同时被相乘。ρ1和ρ2在此分别表示第一和第二接收路径信号的接收幅度。更具体地，由于已进行了取决于进行最大比率组合分集接收所必要的接收电平的加权，所以分集组合器电器只需要把延时过的输出相加，这将显著地使电路得以简化。另外，根据幅度进行的相位补偿和加权利用了仅对单个导引信号进行平均所得出的结果，此导引信号被包含于在各自数据解调器电路中的要进行解调的接收路径信号之中。因此，只要平均节的移位寄存器的级数被最佳设置，将可保证在相位补偿和对最大比率组合所必须的电平方面进行最佳加权，藉此实现了最大比率组合分集接收，与使用受搜索接收机噪声的重大影响的相位信息和幅度信息的情况相比较，这种分集接收方式已充分地减轻了噪声的不利影响。这样，就可确保分集接收的优选效果以便重大地改善数据解调特性。实施例3图5是按照本发明的再一个实施例的数据解调器电路结构显示图，它不同于实施例1的方面是提供了延时装置50和51。相位差信息提取装置10和数据解调装置40和实施例1中的基本一样，频率和相位补偿装置60也和相位补偿装置30配置得完全一样，但由于前者能使频率偏差得到补偿，而有不同的参考号。包括于以前所述的目的之中的本实施例的目的，是用简单的结构有利地消除检测后仍可能剩余的载波偏移的影响。图5的实施例的原理将在下面进行描述。
当存在有载波偏移时，同相轴接收信号和正交轴接收信号可分别被给定为RXI(t)＝ρW(t){PNI(t)cosφ－PNQ(t)sinφ}RXQ(t)＝ρW(t){PNQ(t)cosφ＋PNI(t)sinφ}其中φ＝δωt＋θ表示为时间的函数。如图30所示，如果第n个符号出现在从(n－1/ 2)T到(n＋1/2)T的时间间隔内，那么第n个符号的平均相位角φ(n)可被写为φ(n)＝δωnT＋θ＝n(δωT)＋θ＝nδφ＋θ累加器21将取运算时间T，因而在RXI(t)和RXQ(t)中所包含的载波偏移φ(n＋1)之间就只有δφ的相位差，即使在累加器21直接输出到频率和相位补偿装置60而没有用图2的加法器24进行平均的情况下也是如此。加法器24是为减小噪声的影响而设置的，当使用两级移位寄存器时，这就将平均φ(n)、φ(n－1)和φ(n－2)的相位，趋向于使相位差相对于被包含于RXI(t)和RXQ(t)中的剩余载波偏移φ(n＋1)进一步增大。然而如果根据从相位差信息提取装置所提取的相位差信息对经过2个符号时间延时而得到的同相轴接收信号和正交轴接收信号RXI(t)和RXQ(t)进行相位补偿，而不是对RXI(t)和RXQ(t)本身进行相位补偿的话，那么2个符号前的剩余载波偏移(那时它是φ(n－1))将与由加法器24的输出所给出的载波偏移相一致。因此，如果延时装置50和51的延时量Td等于2T，那么载波偏移的影响就能被消除，即使可能有由频率偏差所造成的相位旋转量δφ时也是如此。在针对频率偏离的本实施例中，所需要的全部就是提供延时装置，而不需要进行tan-1运算，这将导致简单的结构，并且减少运算量。要注意的是，例如，由移位寄存器组成的延时装置必须每次至少延时一小段时间间隔(onechip time)，并且给出相应于这段时间间隔和延时时间的步数。
图5的实施例的工作情况将在下面加以描述。对于移位寄存器23包括两级的情况而使用以下关系式cos{φ(n)}＋cos{φ(n－1)}＋cos{φ(n－2)}＝cos{φ(n－1)}＋cos{φ(n)}＋cos{φ(n－2)}＝cos{φ(n－1)}＋2cos[{φ(n)＋φ(n－2)}/2]*cos[{φ(n)－φ(n－2)}/2]＝cos{φ(n－1)}＋2cos(δφ)*cos[(n－1)δφ＋θ]＝cos{φ(n－1)}＋2cos(δφ)*cos{φ(n－1)}＝cos{φ(n－1)}[1＋2cos(δφ)]时，设置在平均节均值C20内的加法器24的输出可表示为ραO(1/3)[1＋2cos(δφ)]*cos{φ(n－1)}类似地，使用以下关系式sin{φ(n)}＋sin{φ(n－1)}＋sin{φ(n－2)}＝sin{φ(n－1)}＋sin{φ(n)}＋sin{φ(n－2)}＝sin{φ(n－1)}＋2sin[{φ(n)＋φ(n－2)}/2]*cos[{φ(n)－φ(n－2)}/2]＝sin{φ(n－1)}＋2cos(δφ)*sin[(n－1)δφ＋θ]＝sin{φ(n－1)}＋2cos(δφ)*sin{φ(n－1)}＝sin{φ(n－1)}[1＋2cos(δφ)]设置在平均节均值S25内的加法器24的输出可写作为ραO(1/3)[1＋2cos(δφ)]*sin{φ(n－1)}因此，令延时装置50和51的延时量Td为2T(2个符号时间)，那么，下变频后的剩余的载波偏移(这时为φ(n－1))将和从加法器24给出的输出相一致。所以，在与实施例1相同的情况下，在除去系数ραO(1/3)[1＋2cos(δφ)]后，载波偏移的影响通过频率和相位补偿可被去除。
系数的分量(1/3)[1＋2cos(δφ]可被看作为依赖于δφ的损耗，它是由平均运算造成的，在δφ＝0(φ＝θ)时，该系数变成ραO(无损耗)，只包括有相位差θ的载波偏移将导致与实施例1正好相同的影响。随着δφ的增加，系数值将减小，最后在δφ＝+2π/3时变成零(这时提取不出相位差信息)。因此，在两级移位寄存器的情况下，补偿限制被定作为δφ(每个符号的相位旋转量)＝2π/3弧度。
补偿限制随移位寄存器的级数而改变，在移位寄存器的级数例如为4(也就是，加法器中相加次数为5)的情况，平均节均值C20和均值S25的输出将分别给出为ραO(1/5)[1＋2cos(2δφ)＋2cos(δφ)]cos{φ(n－3)}ραO(1/5)[1＋2cos(2δφ)＋2cos(δφ)]sin{φ(n－3)}这将导致必须将延时装置50和51的延迟时间Td设置为4T。在此例中，平均步骤数的增加将使噪声的影响进一步减小。可觉察到，补偿限制为δφ时则等于0.4π弧度，因此可被补偿的最大频率频移量将减小。相反，在移位寄存器的级数为1的情况下，平均节均值C20和均值S25的输出可分别被给出为ραO(1/2)2cos(δφ/2)cos{φ(n－1/2)}ραO(1/2)2cos(δf/2)sin{φ(n－1/2)}这将导致必须将延时装置50和51的延迟时间Td设置为1.5T。在此例中，平均步骤数的减少将使噪声增加，但是，补偿限制为δφ时则等于π，因此可被补偿的最大频率偏移量将增加。相位差信息提取装置10的输出可从三角函数求和公式推导出，就像在两级移位寄存器情况中同样的方式。
虽然上面描述了在补偿极限为δφ时相位差信息提取装置10的输出可以为零，但很明显地，当接近补偿限制时，相位差信息提取装置10的输出随之逐渐减小。另外，当载波偏移变大时，平均节均值C20和均值S25中的累加器21的输出(相关值)就减小。输出的减小量在例如Transaction of IEICE，Vol.J69-B No 11，pp.1540-1547中给出。相反，由于平均运算所伴随的损耗和累加器输出的减小，噪声影响将逐渐加大，这是因为累加器21输出中所包含的噪声分量与载波偏移是互相独立的。对于移动台，在决定移位寄存器的级数时必须注意上述情况。因此，最好做这样的决定以适合实际系统，考虑到损耗的程度、降低的累加器输出(相关值)、随移位寄存器级数的增加而对噪声影响的减小效果、载波偏移的补偿限制等等。当引入了例如50和51的延时装置时，应当注意到，本说明中诸如40的数据解调装置中所使用的伪噪声码必须被延时相应的延迟时间Td。实施例4图6描绘了按照本发明的又一个实施例的数据解调器电路的结构。图上显示了第一和第二数据解调器电路(它们总的分别表示为620和630)，其工作情况和实例3的情况几乎一样。藉助于每个数据解调器电路中的延时装置50和51，对图4所描述的分集组合器电路的输入将确保不但有实施例2的效果，而且对不论存在任何频率偏移都有相同的效果，藉此，用简单结构消除了载波偏移的影响，并完成了优选的最大比率组合分集作用。实施例5图7显示了按照本发明的另一个实施例的数据解调器电路的结构，它不同于实施例3的地方是在相位差信息提取装置10与频率和相位补偿装置60之间插入电平控制装置70，然而其它方面都和实施例3一致。在实施例3的说明中，平均节均值C20和均值S25的输出在移位寄存器级数为2的情况下分别被给出为ραO(1/3)[1＋2cos(δφ)]*cos{φ(n－1)}ραO(1/3)[1＋2cos(δφ)]*sin{φ(n－1)}其中，真正的相位差信息只是COS[φ(n－1)]和Sin[φ(n－1)]，其系数部分是被用来乘以在频率和相位补偿装置输出中的同相轴分量和正交轴分量。要取数字数据形式的RZI和RXQ在模拟节中执行诸如AGC(自动增益控制)运算后由A/D变换器转换成数字信号，以便适合于数字数据表示的比特位数。所以，在留下的比特位数不足的情况下，在执行载波偏移补偿时，如果用系数乘法对幅度也进行不希望的变换，则量化误差的影响可能会增加。具体地说，从减小硬件尺寸和降低功耗的观点出发，移动台通常被设计为包含最少的比特位数。这样，实施例5所揭示的数据解调器电路要这样地配置以使得对载波偏移的补偿来说明确保和实施例3几乎同样的效果、以及在补偿进行期间避免任何的幅度变换。
电平检测装置70被提供来应付比上述的更少的比特位数的情况，该装置包括控制变量计算节80，用于根据相位差信息提取装置的输出来计算控制变量，还包括乘法器71和72，用于把相位差信息提取装置的输出与由上面得出的控制变量相乘，藉此恒定地保持送到输入端的电平不变。控制变量计算节80的详细结构示于图8。相位差信息提取装置的输出分别被馈送到平方装置81和82，它们与加法器83一起以便求出平方和。求得平方和后，由于平均节均值C20和均值S25的输出中带有相位差信息的余弦项和正弦项的系数完全相等，所以加法器的输出就给出了系数的平方值。然后，平方根计算装置84计算了系数平方值的平方根，由此得出系数的幅度值。平方根计算装置可被用作为电平监视器。以后，倒数电路85求出系数幅值的倒数，以计算控制变量。这样，控制变量计算节的输出(也就是系数幅值的倒数)通过乘法器71和72与相位差信息提取装置的输出相乘，藉此，使得相位差信息不受频率和相位补偿装置所要输出的系数影响。实施例6图9描绘了按照本发明的再一个实施例的数据解调器电路的结构，它与实施例5的不同点在于它没有延时装置50和51。这种装置可用于能把载波偏移看作为具有足够微小的δφ的相位偏移θ的情况。
足够微小的δφ是属于这样的情况，例如，本地振荡器精确度足够好，或δφ被其它装置所校正。在这样情况下，就不需要提取延时装置，这样可使电路尺寸减小。实施例7图10描绘了按照本发明的又一个实施例的数据解调器电路的结构，其中第一和第二数据解调器电路分别总的表示为640和650，其工作情况和实施例5的基本相同。数据解调器电路640和650，每个都包括电平调整装置70，借助此装置使频率的相位补偿装置60中的幅度不发生变化，这样，确保有效的工作而不管减小量化的比特位数。将要注意到，在进行最大比率组合分集工作时，分集组合电路必须执行与正比于幅度的系数的乘法。图27显示了分集组合器电路，其功能为它能从数据解调器电路640和650的输出中实现最大比率组合分集接收。该分集组合器电路与图4的不同的在于前者包括分别插入在定时调节装置771，772和加法器775之间的乘法器773、774，并要执行与正比于幅度的系数的乘法。正比于幅度的系数由图8所示控制变量计算节的平方根计算装置84所导出，所以，最大比率组合分集工作可在没有任何附加的装置和处理下很容易地完成。将会懂得，在延时装置771和乘法器773之间的相互位置关系可能会反过来，在延时装置772和乘法器774之间也可能有同样的情形。实施例8图11描绘了按照本发明配置的数据解调器电路的另一个实施例，它与实施例7的不同处在于它去除了延时装置50和51。这种装置可用于能把载波偏移看作为具有足够微小的δφ的相位偏移θ的情况。足够微小的δφ是属于这样的情况例如，本地振荡器精确度足够好，或δφ被其它装置加以校正。在这种情况下，就不需要提供延时装置，这样可使电路尺寸减小。实施例9图12描绘了按照本发明配置的数据解调器电路的再一个实施例。
虽然在实施例1到8中只关注了所接收的路径信号，但实际上也存在具有不同定时的路径信号或其它基台发射的信号。这些信号可被看作为随机噪声，造成数据解调特性的恶化。然而，由于必须处理极大量的操作，所以难于计算出解调时的噪声大小。无论如何，移动台持续不断地监视包含于接收路径信号中的导引信号，以便得出至少是具有较高电平的导引信号的有关接收定时、相位等信息。在以前所述目的之中，本例的目的是提供解调器电路，根据导引信号的有关接收定时、相位等信息，可计算不同定时的导引信号所造成的干扰总量，同时该解调器电路包括能去除干扰总量的解调装置。除了表示实施例3的图5所显示的以外，图12还显示了干扰总量计算装置和带有抵消器的数据解调装置，它具有用于去除干扰总量的抵消器91。其它组成元件基本上都和实施例3中的一样，诸如相位差信息提取装置10、频率和相位补偿装置60和延时装置50与51。
首先描述由于不同定时导引信号所引起的干扰。
现在考虑接收机接收两个具有不同定时的路径信号的情形。较早时间的信号和较迟时间的信号分别称作为领先波和延迟波。
提供给数据解调器电路作为输入的信号的复数包络RX(t)可表示为RX(t)＝ρ1S(t)exp(jφ1)＋ρ2S(t＋τ)exp(jφ2)其中ρ1和φ1分别表示领先波的接收幅度和载波偏移；ρ2和φ2分别表示延迟波的接收幅度和载波偏移；以及τ表示领先波和延迟波之间的时间差。在图12的解调器电路作用于领先波的情况中，如以前在实施例3中解释的那样，频率和相位补偿装置10将对RX(t)执行RX(t)*ρ1αOexp(-jφ1)的运算，结果，频率和相位补偿装置的输出就给出为ρ12αOS(t)＋ρ1αOρ2S(t＋τ)exp[j(φ2－φ1)]其中，上式的第一项代表所要的分量，而第二项代表带不同定时的路径信号造成的干扰因子。因为所要的分量已在实施例1中解释过，现描述第二项，也就是干扰因子的情形。
第二项可被展开为ρ1αOρ2s(t＋τ)exp[j(φ2－φ1)]＝ρ1αOρ2W(t＋τ)[{PNI(t＋τ)cosΔφ－PNQ(t＋τ)sinΔφ}＋j{PNQ(t＋τ)cosΔφ＋PNI(t＋τ)sinΔφ}]在上式中，实部表示乘法器41输入，而虚部表示乘法器42的输入，其中Δφ＝φ2－φ1。在带抵消器的数据解调装置中，乘法器41关于干扰因子方面将乘法器的输入与PNI(t)相乘，藉此给出输出值为ρ1αOρ2W(t＋τ){PNI(t＋τ)cosΔφ－PNQ(t＋τ)sinΔφ}*PN(t)＝ρ1αOρ2W(t＋τ){PNI2cosΔφ＋PNQ2sinΔφ}*PNI1类似地，乘法器42将给出输出值为ρ1αOρ2W(t＋τ){PNQ(t＋τ)cosΔφ＋PNI(t＋τ)sinΔφ}*PNQ(t)＝ρ1αOρ2W(t＋τ){PNQ2cosΔφ＋PNI2sinΔφ}*PNQ2在此以后将采用以下的表示方法，即Wi(t)＝Wi1，Wi(t＋τ)＝Wi2，PNI1＝PNI(t)，PNQ1＝PNQ(t)，PNI2＝PNI(t＋τ)，以及PNQ2＝PNQ(t＋τ)。导引信号没有被调制，所以包含在W(t＋τ)中的导引信号Wo2是全1，及功率分布系数是αO。
因此，在包含于乘法器41和42的输出之内的干扰因子中，由延迟波导引信号所造成的干扰分量可分别表示为ρ1αOP2αO{PNI2cosΔφ－PNQ2sinΔφ}*PNI1ρ1αOP2αO{PNI2cosΔφ－PNQ2sinΔφ}*PNQ2然后，在包含于加法器43的输出中的干扰因子之中，由延迟波导引信号所造成的干扰总量IDF1将被表示为两个表示式的和IDF1＝ρ1αOρ2αO{PNI2cosΔφ－PNQ2sinΔφ}*PNI1＋ρ1αOP2αO{PNI2cosΔφ－PNQ2sinΔφ}*PNQ2在作用于延迟波的数据解调器电路中，在包含于加法器43的输出中的干扰因子之中，由领先波导引信号所造成的干扰总量IDF2可类似地被导出。IDF2＝ρ1αOρ2αO{PNI2coSΔφ－PNQ2sinΔφ}*PNI1＋ρ1αOρ2αO{PNI2cosΔφ－PNQ2sinΔφ}*PNQ2因此，在移动台能计算其中的IDF(＝IDF1＝IDF2)的情况下，与延迟波导引信号有关的干扰可藉助于从作用于领先波的数据解调电路的加法器43的输出中减去IDF的方法得以消除，而与领先波导引信号有关的干扰可藉助于从作用于延迟波的数据解调电路和加法器43的输出中减去IDF的方法得以消除。这样就改善了解调特性。
附带地，ρ1αOCOSo1和ρ1αOSinφ1分别从在作用于领先波的数据解调器电路内构成相位差信息提取装置10的平均节均值C20和均值S25中被导出，而ρ2αOCOSφ2和ρ2αOSinφ1分别从在作用于延迟波的数据解调器电路内构成相位差信息提取装置10的平均节均值C20和均值S25中被导出。要注意到，此处描述的情况为(如以前在实施例3中所解释的)取决于载波偏移的、伴随平均步骤而来的损耗是足够小的情况。在图上未作直接表示的情况下，PNI1和PNQ1由作用于领先波的数据解调电路的定时再生系统导出，而PNI2和PNQ2由作用于延迟波的数据解调电路的定时再生系统导出，其中它们全都应当反映出延迟时间Td。
因此，从以上所述有可能借助图1所示的干扰总量计算装置求出IDF。虽然图13显示了用于从上述的各个分量中导出IDF的数学运算，但同样的效果可借助软件计算给出。实施例10图14描绘了按照本发明配置的数据解调器电路的另一个实施例，它不同于实施例9的地方是它缺少延时装置50和51。这是在能把载波偏移看作为具有足够微小的δφ的相位偏移θ的情况下所采用的装置。足够微小的δφ是属于这样的情况，例如，本地振荡器精确度足够好，或δφ由其它措施来加以校正，这就导致了电路尺寸得以减小。实施例11图15描述了按照本发明的数据解调电路的再一个实施例的结构。分别作用于领先波和延时波的第一和第二数据解调器电路被分别总的表示为680和690。数据解调器电路680和690的工作情况和实施例9的基本一样。更具体地，图13的ρ1αOCOSφ和ρ1αOSinφ1由电路680的相位差信息提取装置给出，而ρ2αOCOSφ1和ρ2αOSinφ1由电路690的相位差信息提取装置给出。同样地，PNI1和PNQ1由电路680的定时再生系统导出，而PNI2和PNQ2由电路690的定时再生系统导出。数据解调器电路680和690各自的输出D1和D2包括各自的已被抵消过干扰的导引信号，因而，响应于包含于具有不同定时的接收路径信号中导引信号的能力，图4所示的分集组合器电路的使用将允许应用比实施例4较简单的配置未进一步改善解调特性。实施例12图16描绘了按照本发明配置的数据解调器电路的又一个实施例，它与实施例11的不同处在于它除去了延时装置50和51。这是在能把载波偏移看作为具有足够微小的δφ的相位偏移θ的情况下可供使用的装置。足够微小的δφ是属于这样的情况，例如，本地振荡器精确度足够好，或δφ由其它措施来加以校正，这就导致了电路尺寸的减小。实施例13图17是按照本发明的数据解调器电路的另一个实施例的原理图，它与描绘实施例9的图12的不同点在于，在相位差信息提取装量10与频率和相位补偿装置60之间包括一个电平检测装置140。本实施例中的干扰总量计算装置的结构如图19所示，它与显示实施例9的图13的不同之处在于它进一步包括控制节160和选择器200。虽然，当在相位差信息提取装置10的输出端处噪声影响已满意地减小时，干扰的消除可得以完成，但是，例如，较低的信号电平将增加噪声影响，而且相位差信息提取装置10的输出也会更多地受噪声的影响。在这种情况下，由于从干扰总量计算装置得出的干扰总量也会更多地受噪声的影响，因此图17的加法器92中所进行的IDF的减法有可能造成接收特性的恶化。
为了避免接收特性的这种恶化，对图19的控制节160的输入由电平检测装置140进行电平检测。然后，如果分别作用于领先波和延迟波的数据解调器电路的检测电平ρ1αO和ρ2αO中的任一个处在同时输入到控制节的门限电平(Lo)以下，那么从控制节发出控制信号去到乘法器和加法器/减法器170、180和190，以便停止算术运算。算术运算的停止将导致功耗的减小。在此同时，选择器200接收选择信号，藉此允许干扰总量计算装置输出IDF＝0。如果IDF＝0作为输入而送到加法器91，那么抵消动作将停止运行，以阻止特性的恶化。参考图18，图上显示了进行电平检测的电平检测器150的详细结构，它只包括平方和装置和平方根计算装置。实施例14图20描绘了按照本发明的数据解调器电路的又一个实施例，它与实施例13的不同处在于除去了延时装置50和51。这种装置可用于能把载波偏移看作为具有足够微小的δφ的相位偏移θ的情况。足够微小的δφ将出现在这样的情况，例如，本地振荡器有足够好的精确度，或δφ由其它措施来加以校正，这就导致了电路尺寸的减小。实施例15图21描绘了按照本发明配置的数据解调器电路的再一个实施例。分别作用于领先波和延迟波的数据解调器电路总的表示为720和730，其工作情况和实施例13的基本一样。更具体地，图19的ρ1αOCOSφ1和ρ1αOSinφ1由构成电路720的相位差信息提取装置720所提供，而ρ2αOCOSφ2和ρ2αOSinφ2由构成电路730的相位差信息提取装置所提供。类以地，PNI1和PNQ1由与电路720有关的定时再生系统导出，而PNI2和PNQ2由与电路730有关的定时再系统导出。ρ1αO和ρ2αO分别从电路720和730的电平检测装置给出。由于考虑到具有不能去除干扰的值，门限电平Lo由接收信噪比S/N、αO的大小等适当地确定。数据解调器电路720和730的输出提供给图4的分集组合器电路，藉此除了执行表示实施例11的图15的工作以外，并在任何一个接收经信号电平很小时使抵消动作停止，以防止抵消动作反过来造成数据解调特性的恶化。实施例16图22描绘了按照本发明配置的数据解调器电路的另一个实施例，它与实施例15的不同处在于不包括延时装置50和51。这种装置可用于能把载波偏移看作为具有足够微小的δφ的相位偏移θ的情况。足够微小的δφ将出现在这样的情况，例如，本地振荡器有足够好的精确度，或δφ由其它措施来加以校正，这就导致了电路尺寸的减小。实施例17图23是按照本发明的再一个实施例结构的显示图。除了图7所表示的表示实施例5的结构以外，本例还包括了图2 4所显示的干扰总量计算装置，藉此，干扰总量IDF1或IDF2通过带抵消器数据解调装置中的加法器91而被消除。当图23所示的电路作用于领先波时，IDF1被输入，而当图23所示的电路作用于延达波时，IDF2被输入。这就是，当数据解调器电路包括电平控制装置时，干扰总量IDF1和IDF2可能导致与图12所示实施例9的不包括电平控制装置时不同的值。然而只要注意到，关于RX(t)的电平控制装置输出不是ρ1αOexp(-jφ1)和ρ2αOexp(-jφ2)，而分别是exp(-jφ1)和exp(-jφ2)那么IDF1和IDF2将从实施例9所述的方法中直接地得出IDF1＝ρ2αO{PNI2cosΔφ－PNQ2sinΔφ}*PNI1＋ρ2αO{PNQ2cosΔφ＋PNI2sinΔφ}*PNQ2IDF2＝ρ1αO{PNI2cosΔφ－PNQ2sinΔφ}*PNI1＋ρ1αO{PNQ2cosΔφ＋PNI2sinΔφ}*PNQ2这样，就有可能由图24所描绘的干扰总量计算装置得出IDF1和IDF2。虽然图2 4显示了用于从上述的各个分量中导出IDF1和IDF2的数学运算，但同样的效果可借助软件计算给出。实施例18图25描绘了按照本发明的数据解调器电路的另一个实施例，它不同于实施例17的地方是它不包括延时装置50和51。这是在能把载波偏移看作为具有足够微小的δφ的相位偏移θ的情况下所采用的装置。足够微小的δφ将出现在这样的情况，例如，本地振荡器具有足够好的精确度，或δφ由其它措施来加以校正，这就导致了电路尺寸的减小。实施例19图26描绘了按照本发明的数据解调器电路的又一个实施例的结构。该实施例包括数据解调器电路760和770，它们分别作用于领先波和延迟波，其工作情况和实施例17的基本一样。更具体地，电路760的电平控制装置送出图24的cosφ1和sinφ1，而电路770的电平控制装置送出cosφ2和sinφ2。同样地，与解调器电路760有关的定时再生系统送出PNI1和PNQ1，而与电路770有关的定时再生系统送出PNI2和PNQ2。另外，构成电路760和770的电平控制装置中的控制变量计算节各自得出ρ1αO和ρ2αO。图8所示的是控制变量计算节结构。数据解调器电路的输出提供给图27所示的分集组合器作为其输入，以完成最大比率组合分集接收。
这样，图23或图26的结构可保证在使用电平受控制的频率和相位控制装置的情况下，藉助于求出由不同定时的导引信号造成的干扰总量和在带抵消器的数据解调装置内将其抵消的方法，使解调特性得到改善。因此，可保证用较低的量化比特位数对载波偏移和由不同定时导引信号造成的干扰起有效的作用，结果，实现了优选的最大比率组合分集接收。实施例20图28描绘了按照本发明的数据解调器电路的另一个实施例，它不同于实施例19的地方是延时装置50和51不包括在内。这种装置可用于能把载波偏移看作为具有足够微小的δφ的相位偏移θ的情况。足够微小的δφ将出现在这样的情况，例如，本地振荡器具有足够的精确度，或δφ由其它措施来校正，这就导致了电路尺寸的减小实施例21图23描绘了按照本发明的数据解调器电路的再一个实施例。实施例17和21之间的关系类似于实施例9和13之间所建立过的关系。也就是，例21提供了能阻止特性恶化的数据解调器电路，在抵消作用可能反过来恶化接收特性的情况下，根据由实施例19的电平控制装置得出的电平去有效地停止抵消作用。这样，就使用了图29所描绘的干扰总量计算装置。图29的干扰总量计算装置包括图24的干扰总量计算装置以及附加的控制节160和选择器230。如果由电平控制装置内的控制变量计算节给出的检测电平ρ1αO和ρ2αO中任一个检测电平低于门限电平，控制节160就发生控制信号去到乘法器—加法器—减法器节170、180、190和220，藉此使运算停止。同时，控制节160发出选择信号给选择器230，使输出IDF1＝0，IDF2＝0，以有效地停止抵消作用，藉此防止特性的恶化。
由于考虑到具有不能去除干扰的值，门限电平Lo由接收信噪比S/N、αO的大小等来适当地确定。实施例22图25和29描绘了按照本发明配置的数据解调器电路的又一个实施例，它与实施例21的不同点在于延时装置50和51不包括在内。这是在能把载波偏移看作为具有足够微小δφ的相位偏移θ的情况下可供使用的装置。足够微小δφ出现在这样的情况，例如，本地振荡器具有足够好的精确度，或δφ被其它装置加以校正，这就导致了电路尺寸的减小。实施例23图26是描绘按照本发明的数据解调器电路的另一个实施例的构置图。用于第一种第二数据解调器760和770的干扰总量计算装置的结构与图29所示的一样，且数据解调器的工作情形和实施例21的一样。这样，数据解调器电路的输出被提供给图27所描绘的分集组合器电路，以便不论是在较低的比特位数的情况下也都能消除载波偏移的影响，以及抵消由不同定时导引信号引起的干扰的影响，且当接收路经信号为低电平时，进一步阻止抵消作用所引起的特性的恶化。实施例24图28描绘了按照本发明配置的数据解调器电路的再一个实施例，它与实施例23的不同点在于它不包括延时装置50和51。这种装置可用于能把载波偏移看作为具有足够微小δφ的相位偏移的情况。足够微小的δφ将出现在这样的情况，例如本地振荡器具有足够好的精确度，或δφ被其它装置加以校正，这就导致了电路尺寸的减小。
虽然在上述实施例中，只针对与领先波和延迟波有关的两条接收路径进行描述，但当有三条或更多条路径有较大的信号强度时，藉计算干扰总量以去掉由不同定时的导引信号造成的干扰，同样的结构也是可应用的。更具体地，作用于第一路径信号的数据解调器电路有可能藉助于用各自的干扰总量计算装置分别单独地计算包含于第二路经信号中的导引信号所产生的干扰量和包含于第三路径信号中的导引信号所产生的干扰量(这和在以上那些实施例中所揭示的方法一样)，然后把结果提供给作用于第一路径信号的解调器电路的加法器91作为输入。
对于分别作用于第二和第三路径信号的数据解调器电路，可以是同样的结果。
在数据解调器总数受限制的情况下，藉助于使用相应于各相应实施例的干扰总量计算装置去计算干扰总量并把结果提供给加法器19作为输入，数据解调器电路有可能去除由于包含于接收路径信号中的导引信号所引起的干扰而无需分派各解调器电路。因为依靠建立诸如伪噪声码定时再生装置(实施例5到12)，相位差信息提取装置10(实施例5到12)、电平检测装置140(实施例7和8)、以及电平控制装置70(实施例9到12)等，有可能得到为计算干扰总量所必须的分量。
虽然本说明中所揭示的是一种用于相对于包括同相轴和正交轴在内的这两个轴进行扩频调制的信号(QPSK扩频信号)的数据解调器电路，然而，把有关正交轴扩展符号的处理系统省略掉就将允许数据解调器电路给出和只相对于同相轴进行扩频调制的信号基本一样的结果，只要在本文所揭示的内容中假定PNQ、PNQ1和PNQ2等于零以后，这种情况下的工作将很容易理解。
按照如以上实施例中所详述的本发明的用于扩频道信的数据解调器电路，同相轴接收信号和正交轴接收信号分别来乘以同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码，把乘积送去相加或相减，然后进行平均，藉此简单的结构将确保能对具有增强的免除噪声能力的相位差信息提取。
另外，对经过适当时间间隔延时的接收信号进行频率和相位补偿，以便使由相关的频率偏移所造成的相位旋转量成为恒等的，藉此只要使用延时装置，而不需要进行像求tan-1和相位旋转那样复杂的运算，就可消除由频率偏差造成的影响。
而且，电平控制装置使频率和相位补偿在恒定电平下进行，它将能在量化比特数受严格限制的条件下确保有效的工作。。
再者，通过将干扰总量计算装置和带抵消器的数据解调装置联合工作，以便消除不同时定的导引信号所造成的干扰总量，以改善解调特性。
此外，干扰总量计算装置的工作可根据检测电平的大小而受控制，藉此，防止特性的恶化(当电平很小时，在去除干扰的同时伴随出现特性的恶化)。
还有，最大比率组合分集接收是由分集组合器电路通过多个数据解调器电路来完成的，这样就用简单的结构确保了包括上述效果的特性优越的最大比率分集接收工作。
权利要求
1.一种用于扩频通信的数据解调器电路，藉助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，其特征在于，所述数据解调器电路包括用于提取相位差信息的相位差信息提取装置，它把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各自的伪噪声码，以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减，以及把相加或相减的结果进行平均；相位补偿装置，用于补偿在同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的相位差影响，它使用了由所述相位差信息提取装置所得到的相位差信息；以及数据解调装置，用于从所述相位补偿装置的输出中解调出发送的数据。
2.一种用于扩频通信的数据解调器电路，藉助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，其特征在于，所述数据解调器电路包括多个按照权利要求1用于扩频通信的互相独立定时的数据解调器电路；定时调节装置，用于调节多个所述数据解调器电路的输出的定时；加法器装置，用于把所述定时调节装置的输出进行相加，以及数据判决装置，用于从所述加法器装置的输出中判决出所发送的数据。
3.一种用于扩频通信的数据解调器电路，藉助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，其特征在于，所述数据解调器电路包括相位差信息提取装置，用于提取相位差信息，它把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各自的伪噪声码，以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减，以及把相加或相减的结果进行平均；延时装置，用于把同相轴接收信号和正交轴接收信号延迟一段适当的时间间隔；频率和相位补偿装置，用于补偿被所述延时装置延时过的同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的频率和相位偏移和影响，它使用由所述相位差信息提取装置所得到的相位差信息；以及数据解调装置，用于从所述频率和相位补偿装置的输出中解调出发送的数据。
4.一种用于扩频通信的数据解调器电路，藉助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，其特征在于，所述数据解调器电路包括多个按照权利要求3用于扩频通信的互相独立定时的数据解调器电路；定时调节装置，用于调节多个所述数据解调器电路的输出的定时；加法器装置，用于把所述定时调节装置的输出进行相加，以及数据判决装置，用于从所述加法器装置的输出中判决出发送的数据。
5.一种用于扩频通信的数据解调器电路，藉助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，其特征在于，所述数据解调器电路包括相位差信息提取装置，用于提取相位差信息，它把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各自的伪噪声码，以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减，以及把相加或相减的结果进行平均；延时装置，用于把同相轴接收信号和正交轴接收信号延迟一段适当的时间间隔；电平控制装置，用于控制由所述相位差信息提取装置所得到的相位差信息的电平；频率和相位补偿装置，用于通过使用由所述电平控制装置控制过电平的相位差信息而补偿所述延时过的同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的频率和相位偏移的影响；以及数据解调装置，用于从所述频率和相位补偿装置的输出中解调出发送的数据。
6.一种用于扩频通信的数据解调器电路，藉助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，其特征在于，所述数据解调器电路包括多个按照权利要求5用于扩频通信的互相独立定时的数据解调器电路；定时调节装置，用于调节多个所述数据解调器电路的输出的定时；电平调节装置，用于对已由所述定时调节装置调节过定时的所述多个数据解调器电路的输出电平进行调节；加法器装置，用于把所述定时调节装置的输出进行相加，以及数据判决装置，用于从所述加法器装置的输出中判决出发送的数据。
7.一种用于扩频通信的数据解调器电路，藉助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，其特征在于，所述数据解调器电路包括相位差信息提取装置，用于提取相位差信息，它把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各自的伪噪声码，以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减，以把相加或相减的结果进行平均；延时装置，用于把同相轴接收信号和正交轴接收信号延迟一段适当的时间间隔；频率和相位补偿装置，用于补偿被所述延时装置延时过的同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的频率的相位偏移的影响，它使用了由所述相位差信息提取装置所得到的相位差信息；干扰总量计算装置，用于计算由于不同定时的导引信号所引起的对所述频率和相位补偿装置的输出产生影响的干扰总量；以及带有抵消器的数据解调装置，用于在减去由所述干扰总量计算装置所算出的干扰总量的同时，从所述频率的相位补偿装置的输出中解调出发送的数据。
8.一种用于扩频通信的数据解调器电路，藉助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，其特征在于，所述数据解调器电路包括多个按照权利要求7用于扩频通信的互相独立定时的数据解调器电路；定时调节装置，用于调节多个所述数据解调器电路的输出的定时；加法器装置，用于把所述定时调节装置的输出进行相加，以及数据判决装置，用于从所述加法器装置的输出中判决出所发送的数据。
9.一种用于扩频通信的数据解调器电路，藉助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，其特征在于，所述数据解调器电路包括相位差信息提取装置，用于提取相位差信息，它把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各自的伪噪声码，以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减，以及把相加或相减的结果进行平均；延时装置，用于把同相轴接收信号和正交轴接收信号延迟一段适当的时间间隔；频率和相位补偿装置，用于补偿被所述延时装置延时过的同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的频率的相位偏移的影响，它使用了由所述相位差信息提取装置所得到的相位差信息；电平检测装置，用于检测由所述相位差信息提取装置所提取的相位差信息的电平；选择干扰总量计算装置，用于计算由于不同定时的导引信号所引起的对所述频率和相位补偿装置的输出产生影响的干扰总量，根据所述电平检测装置所检测的电平而控制所述的计算结果，以及按照所述控制的结果选择性地输出干扰总量，以及带有抵消器的数据解调装置，用于在减去由所述选择干扰总量计算装置所算出的干扰总量的同时，从所述频率和相位补偿装置的输出中解调出发送的数据。
10.一种用于扩频通信的数据解调器电路，藉助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，其特征在于，所述数据解调器电路包括多个按照权利要求9用于扩频通信的互相独立定时的数据解调器电路；定时调节装置，用于调节多个所述数据解调器电路的输出的定时；加法器装置，用于把所述定时调节装置的输出进行相加，以及数据判决装置，用于从所述加法器装置的输出中判决出所发送的数据。
11.一种用于扩频通信的数据解调器电路，藉助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，其特征在于，所述数据解调器电路包括相位差信息提取装置，用于提取相位差信息，它把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各自的伪噪声码，以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减，以把相加或相减的结果进行平均；延时装置，用于把同相轴接收信号和正交轴接收信号延迟一段适当的时间间隔；电平控制装置，用于控制由所述相位差信息提取装置所得到的相位差信息的电平；频率和相位补偿装置，用于补偿同所述延时装置延时过的同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的频率和相位偏移的影响，它使用了由所述相位差信息提取装置所得到的相位差信息；干扰总量计算装置，用于计算由于不同定时的导引信号所引起的对所述频率和相位补偿装置的输出产生影响的干扰总量；以及带有抵消器的数据解调装置，用于在减去由所述干扰总量计算装置所算出的干扰总量的同时，从所述频率和相位补偿装置的输出中解调出发送的数据。
12.一种用于扩频通信的数据解调器电路，藉助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，其特征在于，所述数据解调器电路包括多个按照权利要求11用于扩频通信的互相独立定时的数据解调器电路；定时调节装置，用于调节多个所述数据解调器电路的输出的定时；电平调节装置，用于调节由所述定时调节装置进行过定时调节的所述多个数据解调器电路的输出电平；加法器装置，用于把所述定时调节装置的输出进行相加，以及数据判决装置，用于从所述加法器装置的输出中判决出所发送的数据。
13.一种用于扩频通信的数据解调器电路，藉助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，其特征在于，所述数据解调器电路包括相位差信息提取装置，用于提取相位差信息，它把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各自的伪噪声码，以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减，以及把相加或相减的结果进行平均；延时装置，用于把同相轴接收信号和正交轴接收信号延迟一段适当的时间间隔；电平控制装置，用于控制由所述相位差信息提取装置所得到的相位差信息的电平；频率和相位补偿装置，用于补偿由所述延时装置延时过的同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的频率的相位偏移的影响，它使用了由所述相位差信息提取装置所得到的相位差信息；选择干扰总量计算装置，用于计算由于不同定时的导引信号所引起的对所述频率和相位补偿装置的输出产生影响的干扰总量，根据由所述电平检测装置通过控制变量计算处理所检测出的电平而控制所述的计算结果，以及按照所述控制的结果有选择地输出干扰总量，以及数据解调装置，用于在减去由所述选择干扰总量计算装置所算出的干扰总量的同时，从所述频率和相位补偿装置的输出中解调出发送的数据。
14.一种用于扩频通信的数据解调器电路，藉助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，其特征在于，所述数据解调器电路包括多个按照权利要求13用于扩频通信的互相独立定时的数据解调器电路；定时调节装置，用于调节多个所述数据解调器电路的输出的定时；电平调节装置，用于调节由所述定时调节装置进行过定时调节的所述多个数据解调器电路的输出电平；加法器装置，用于把所述定时调节装置的输出进行相加，以及数据判决装置，用于从所述加法器装置的输出中判决所发送的数据。
15.一种用于扩频通信的解调装置中的数据解调方法，它藉助于直接序列法分别用同相轴伪噪声码和正交轴伪噪声码从相对于同相轴和正交轴进行扩频调制的接收信号中解调出数据，所述方法包括以下步骤把同相轴接收信号和正交轴接收信号乘以在发射机端所使用的各处的伪噪声码；以预定的组合方式将两个乘积进行相加或相减；藉对相加或相减的结果进行平均以提取相位差信息；以及藉使用相位差信息以补偿同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的相位差的影响。
16.如权利要求15所述的数据解调方法，其特征在于，在补偿步骤之前，进一步包括下一步骤将同相轴接收信号和正交轴接收信号延迟一段适当的时间间隔；以及其中补偿步骤藉使用相位差信息以补偿由延时步骤延时的同相轴接收信号和正交轴接收信号中剩余的频率和相位偏移的影响。
17.如权利要求16的数据解调方法，其特征在于，在补偿步骤之前，进一步包括下一步骤控制相位差信息的电平。
18.如权利要求16的数据解调方法，其特征在于，进一步包括以下步骤计算由于不同定时的导引信号引起的对频率和相位补偿产生影响的干扰总量；以及藉减去干扰总量以解调发送的数据。
19.如权利要求18的数据解调方法，其特征在于，在计算步骤之前进一步包括以下一步骤检测相位差信息的电平；以及根据相位差信息电平选择干扰总量。
20.如权利要求18的数据解调方法，其特征在于，在补偿步骤之前进一步包括下一步骤控制相位差信息电平。
21.如权利要求20的数据解调方法，其特征在于，在解调步骤之前进一步包括下一步骤根据相位差信息电平选择干扰总量。
22.如权利要求15的数据解调方法，其特征在于，进一步包括以下步骤调节多个解调装置的输出的定时；把多个解调装置的输出进行相加；以及判决所发送的数据。
全文摘要
用于扩频通信的数据解调器电路，靠消除载波偏移的影响和去除不同定时的导引信号造成的干扰而给出改善的解调特性。把同相轴和正交轴接收信号供给数据解调器电路。相位差信息提取装置从输入信号中提取相位差信息。延时装置延时接收信号，以保证提取的相位差信息等于平均相位旋转量。频率和相位补偿装置使用提取的相位差信息以消除载波偏移影响。根据干扰总量计算装置的输出，数据解调装置去除不同定时的导引信号的干扰I
文档编号H04B1/707GK1114808SQ9510247
公开日1996年1月10日 申请日期1995年3月2日 优先权日1994年3月9日
发明者村井英志 申请人:三菱电机株式会社