受控制的包络变化的数字调制方法

专利名称：受控制的包络变化的数字调制方法
技术领域：
本发明的领域本发明总地涉及恒定包络调制，特别是涉及滤波相位调制信号。
本发明的背景和内容对于移动无线通信，恒定包络调制技术(有时与角度调制有关)从现有的移动发射机功率受限的观点并且由于它们允许使用高效非线性功率放大器而是优选的。而数字移动通信的另一个竞争目标是谱效率；也就是，在一个有限的窄带宽内尽可能地支持高数据率。
恒定包络、连续相位调制(CPM)技术已经做为可能的窄带无线通信应用被通信工程师们研究。CPM的一种特殊方法是四进制连续相位频移键控(CPFSK)。CPM技术强调在一个恒定幅度包络内的功率和带宽有效性。用相移代表的数据符号可以表示为来自调制器的频率脉冲的积分。频率脉冲的形状决定CPM调制的类型。一般的脉冲形状包括矩形(MSK)和升余弦。这些频率脉冲视符号间干扰的程度持续一到几个(L)符号周期(T)。总的来说，每个符号周期发射(M个)可能的符号中的一个。更多的CPM的细节表述、特别是四进制CPFSK可以在以下文章的这一主题上找到“Advances In Constant Envelope CodedModulation”，John Anderson和Carl-Eric Sundberg著，IEEE通信杂志，36-45页，1991年12月；“Continuous Phase Modulation”，Carl-Eric Sundberg著，IEEE通信杂志，25-38页，1986年4月；“Continuous Phase Modulation-Part 1FullResponse Signalling”，Tor Aulin和Carl-Eric Sundberg著，IEEE通信学报，196-209页，1981年3月。
类似四进制CPFSK的CPM技术的一个困难来自调制的非线性。线性调制技术，如π/4-DQPSK理论上可以使用奈奎斯特滤波器无信号间干扰(ISI)地解调。相反，非性CPFSK调制信号不能被奈奎斯特滤波并无信号间干扰地解调。由于不能在每一个无线的接收机端处理这个符号间干扰，所以CPFSK和其它连续相位调制技术尚未用于移动无线通信。另外，CPM信号在不进一步增加符号间干扰问题的情况下，不能通过滤波限制它们的频谱(这在窄带移动无线通信中是非常需要的)。
当线性调制技术如π/4-DQPSK从减少ISI的观点来看很需要时，这样的线性调制技术设计上的严重不利因素是它们要求线性功率放大器。线性功率放大器相比于非线性功率放大器是低效的并需要相当多的能量在一个特定的电平上发射。这在电池大小和寿命有限的移动无线通信中是特别不受欢迎的。特别是，π/4-DQPSK调制信号带有幅度调制和相位调制成分。在一个非线性功率放大器中任何幅度调制在信号谱中都将与互调成分混合，结果是扩展了频谱而使窄带传输的目的失败。
本发明通过提供一个用于滤波CPM信号，如四进制CPFSK信号的装置和方法，限制调制信号占用的带宽，同时使幅度调制的量和由于这个滤波处理引起的符号间干扰最小，而克服了这些不利因素。通过设计调制滤波器，如一个有限冲击响应(FIR)滤波器，仅仅增加了一个很小的受控制量的幅度调制，可以使用高效的，非线性功率放大器发射滤波的CPM信号。虽然这个滤波器增加了小量的幅度调制(AM)和符号间干扰，但是基于数字信号处理器的解调器可以使用序列估计算法如维特比算法令人满意地解调这类信号。据此，本发明滤波CPM信号以缩窄用于移动窄带通信的信号谱，同时来自被滤波增添的受控制量幅度调制的符号间干扰可控制在一个可以接受的水平上。既然仅仅是很少地添加了幅度调制的量，就可以使用高效非线性功率放大器。
所提供的通信系统包括多个无线收发机。每一个收发机包括一个接收机和一个发射机。每一个发射机包括一个恒定包络调制器，如一个四进制连续相位频移键控调制器，用于将数据调制在一个载波上并因此产生一个具有恒定幅度的调制信号。调制器滤波器限制调制信号的带宽并产生一个附加受控制量的幅度调制到调制信号的滤波信号。发射机使用一个非线性功率放大器非线性地放大滤波信号。接收机包括一个解调器，该解调器带有一个序列估计器用于估计所发射的有符号间干扰的符号序列。
滤波器可以是一个包括N个滤波器抽头系数的数字有限冲击响应滤波器，每一个相应的滤波器抽头系数被存放在一个存储器的相应位置。一个寄存器存储调制信号的N个抽样。一个乘法器序列将N个滤波器抽头系数与当前存储在寄存器中的N个抽样相乘产生N个乘积。一个累加器将N个乘积相加产生滤波的调制信号。另一种方法，数字有限冲击响应滤波器可以包括存储器，用于在存储器的相应地址位置存储一个乘积表，每一个乘积是一个特定的滤波器抽头系数和一个特定的相位状态相乘的结果。存储在寄存器中的N个抽样用于寻址一个地址位置并为存储在寄存器中的每一个N个抽样组恢复N个乘积。
由滤波器产生的幅度调制的量受到序列估计器可以接受的最终的符号间干扰的量的限制。在一个实施例中，由滤波器产生的幅度调制的量基于调制信号的最大幅度和调制信号最小幅度的比率。
附图的简要描述联系附图参考下面的详细描述将对本发明的更完整的满意性和它的优点有更好的理解，其中

图1是一个传统的对符号周期T做频率规一化的四进制CPFSK信号的幅度-频率图；图2是对符号周期T做频率规一化的幅度-频率图，示意了一个用于滤波四进制CPFSK调制信号的调制滤波器的优选示范的传递函数；图3是一个根据本发明滤波的对符号周期T做频率规一化的四进制CPFSK信号的示范幅度-频率图；图4(a)和4(b)是功能框图，示意了在其中实现本发明的一个示范rf收发机。
图5图示了根据本发明可以在滤波之前抽样数字CPFSK信号的方法；图6是一个可以用于实现本发明的有限冲击响应(FIR)滤波器的实施例；图7图示了另一个可以用于实现本发明的有限脉冲响应(FIR)滤波器的实施例；以及图8是一个星座图，说明了根据本发明滤波的四进制CPFSK信号在复域的信号路径。
附图的详细描述下面的描述，为了解释而不是限制，提供了特殊的细节，如特定的电路、电路元件、接口、技术等等，都是为了提供对本发明的彻底理解。然而，很显然，对于一个本领域的技术人员，这个发明可以用于不带这些特殊细节的其它的实施例。另一方面，众所周知的方法、设备和电路的细节描述被省略了以避免不必要的细节使得本发明的描述含糊不清。另外，当本发明的优选实施例在CPM的背景下并特别针对四进制CPFSK调制描述时，将本发明应用于其它的恒定包络调制技术可以受到那些本领域的技术人员的赏识。
图1图示了在调制指数h＝0.25处频率对符号周期T做规一化的四进制CPFSK调制信号S(ft)的典型的频率响应。一个典型的四进制连续相位频移键控调制的信号S(t)按以下定义S(t)＝Acos(ωct+θ(T))(1)S(t)＝Acos(ωct+θ(Tn-1)+2πFd(T-nT)Dn(2)其中ωc是载波频率t等于时间T等于符号周期θ(Tn-1)等于在符号周期(n-1)结束时的相位(例如，在时间(n-1)T)Dn等于发射的信息的非归零(NRZ)的输入值，例如，在四进制CPFSK中等于-3，-1，1，3。
Fd等于峰值频率偏差。
调制指数h定义为h＝2FdT，可以指定h＝0.25。
当在图1中的四进制CPFSK调制信号的规一化频谱的大多数能量被限制在规一化频率区域之内时，即(fT)≤1.0，少量的信号能量落在这个区域之外。需求窄带的通信系统，如数字陆地移动无线通信，要求信号信道带宽之外的能量低于信号信道内总能量的值典型地要小于-60dB。观察图1，显然需要滤波以获得这个程度衰减的带外能量。
图2是一个简化的频率响应图，将四进制CPFSK调制信号S(fT)表示为一个平滑的钟形曲线并表示了一个理想滤波器H(fT)设计的标称幅度响应。使用任何具有H(fT)响应的适当类型的滤波器，本发明通过衰减S(fT)的阴影部分的少量的信号能量来限缩信号S(fT)占用的带宽。
根据本发明设计的调制滤波器的一个特殊实施例力求获得下面的特性1.滤波器幅度响应到近似规一化频率|fT|＝0.5的断点处是平坦的。这个平坦的响应保证调制信号的大多数能量不受滤波的影响，该滤波减弱所产生的信号幅度调制量，并因此使得符号间干扰最小。
2.滤波器的相位响应在滤波器的带宽内大致是平坦的，通过不使所要的相位调制畸变最小化符号间干扰。
3.滤波器在信号带宽的边缘的信号谱中提供大约10dB的衰减。
4.滤波器衰减的形状如图2所示在断点和频带边缘之间是线性的，任何渐变的，单调滚降的都是可接受的。
当然，对滤波器的使用也有实际的限制，如在数字滤波器中的截断效应或在模拟滤波器中的零点和/或极点的个数限制，使滤波器在断点内不是完美的平坦，从断点到频带的边缘不是完美的线性滚降，不是完美的线性相位，等等。然而，并不要求如此的完美。特性(1)-(4)仅仅是使用数字技术或模拟元件设计滤波器的准则。
图3所示的是一个使用遵循上述准则设计的有限冲击响应(FIR)滤波器滤波的示范CPFSK信号的图示。信号S(fT)相对于符号周期T用调制指数h＝0.25规一化。比较图1和3，很显然，通过去掉仅是相对少量的信号能量，滤波的CPFSK信号比图1中的没滤波的CPFSK信号所占用的带宽小得多。
本发明特别适用于移动收发机的发射部分。在图4(a)所示的发射机10中，数据源11按1/T的时钟速率提供一个串行比特流，其中T代表符号时钟。例如，数据源11提供一个数字编码的语音或数据信号，并且连续相位调制(CPM)基带波形发生器12变换该串行比特流为正交(I/Q)格式的所需的CPM信号的基带表示。RF载波源或本振16提供一个无线频率载波信号fc并且可能是，例如，一个频率综合器。滤波的基带信号随同载波频率信号送到正交调制器17。
正交调制器17使用众所周知的正交调制技术，其中产生并使用信号的I相(I)成分和正交相(Q)成分建立CPFSK信号，正如下面更具体描述的那样。可以使用一个数字只读存储器(ROM)，例如存储I和Q成分的瞬时值，使得I和Q成分可以从查找表中获得。调制的数据随后送到设计成具有如图2所示的滤波器传递函数特性H(fT)的调制滤波器13。滤波器13可以是任何类型的模拟或数字滤波器，在优选实施例中，是一个在下面详细描述的数字、有限冲击响应(FIR)滤波器。然后滤波的正交信号被送到数模(D/A)变换器14和15，在1/T时钟速率的倍数上产生模拟CPFSK信号。虽然功能框图对发射机10执行的不同功能用分开的块表示，但是诸如波形发生器12和滤波器13的功能可以优选地用一个合适的可编程数字信号处理器(DSP)执行。
随后，调制和滤波的信号被送到混频器19，通过将CPFSK信号和本振18的高频率输出混频将CPFSK信号频率变换到一个更高的rf频率。混频器19的输出然后被发射带通滤波器20进行带通滤波，除去混频过程产生的不想要的信号。然后，带通滤波器的输出送到一个非线性、高效、功率放大器25用于通过天线23发射。
在接收机24中，信号通过天线25(可以通过一个没有表示出来的双工器与发射部分共用)接收并在混频器27中使用本振28产生的适当的rf频率下变频。混频器输出在放大器29中放大并使用模数(A/D)变换器30变换到数字格式。数字数据在解调器31中使用一个序列估计器32解调。解调器31的功能可优选地使用一个数字信号处理器(DSP)完成，其中例如为实施众所周知的维特比算法遵循编程设定的过程，完成序列估计。维特比算法的一个重要特性是存在符号间干扰(ISI)时进行最佳序列估计以获得可以接受的误比特率(BER)。数据输出信号从解调器31产生，用于进一步的格式化和处理。
在使用h＝0.25的调制指数的四进制CPFSK中，调制信号的端点是跟随着另四种可能性(45°，135°，225°，315°)的四种可能性(0°，90°，180°，270°)中可选的一个。如果如图5所示，每符号四等分抽样，相对I和Q信道分别45°和-45°相移，抽样必然要落到32种可能性(0.0，11.25，22.5，33.75，45，…337.5，或348.75°)中的一个。另一种情况，如果每符号八等分抽样，这些抽样落到32种可能性(0.0，6.25…353.75°)中的任意一个。这个有限数目的可能相位在本发明中开发出来以便通过用一个存储器查找功能代替传统的数字滤波乘法一累加操作简化滤波器13。例如，来自CPM波形发生器12的基带信号输出抽样在滤波器13中处理，图6表示为一个有限冲击响应(FIR)数字滤波器。一个所示的六比特移位寄存器接收波形发生器的输出。然而，显然可以使用其它长度的移位寄存器，如八或十比特移位寄存器。有限冲击响应滤波器通过包含于DSP所带的分立存储器或ROM或RAM中的相应存储器位置62中存储的预定的滤波器抽头系数，在任何一个时间将基带信号的过去和将来的抽样值相乘。那些乘积在一个累加器76中求和形成滤波的基带信号。
为了避免乘法器64、66、68、70、72和74进行复数乘法，图7说明了另一个使用查表技术的滤波器13的FIR实现。如针对图5所描述的，h＝0.25的调制指数的四进制CPFSK信号可以在一个有限数目的相位状态中抽样，使得每一个符号可以按4(或8)等间隔抽样。这得到32(或64)种可能的相位状态。然后，这些相位状态的全部32(或64)种组合左乘适当的滤波器抽头权重并将乘积存储在存储器查找表80中。然后移位寄存器60的输出用于寻址或取回适当的左乘的相位状态和滤波器抽头的乘积并输出那些乘积到累加器76以产生滤波和调制的信号。显然，这个实施例在速度方面有优势，因为存储器寻址功能可以比复数乘法进行得快很多。
图6和7中所示的FIR滤波器使用的滤波器抽头系数可以使用传统的数字滤波器设计包确定以近似地产生诸如图2所示的滤波器传递函数H(fT)。一个重要的滤波器设计因素是被滤波器13加到四进制CPFSK信号上的幅度调制的量。在本发明中，幅度调制的量被控制以将符号间干扰的量限制在一个可以被收发机的接收机解调器31中的序列估计器32(例如，一个维特比估计器)容忍的水平上。这个可以容忍的水平举例而言可以通过对序列估计器设定一个最大BER来建立。
现在结合图8描述另一种为可控地添加到CPFSK信号上的很少的幅度调制的量定量的方法。图8是一个显示根据本发明滤波的在IQ复域的四进制CPFSK信号的相位路径的星座图。信号矢量的峰值或最大信号模|Smax|与最小调制信号矢量模|Smin|的比率可以被限制在一个预计值内，例如，大约1dB或更小。这个比率的大小代表加到不同的恒定包络CPFSK调制的信号上的受控制的幅度调制的量。
这个比率对获得必要的带宽限制量的同时限制产生的幅度调制是一个有用的机制。显然，序列估计器越(或越不)强壮，可以承受的|Smax|/|Smin|的比率就越大(或越小)。
因此，本发明使用一个仅带有很少的受控制量的附加幅度调制的恒定包络调制。数字FIR滤波还允许在一个相对窄的带宽内发射恒定包络调制的信号。即使是这样的滤波器也附加了一些幅度调制并造成ISI，附加AM的量被限制在一个相对小的值，并且因此，可以在低功率无线发射机中使用高效，非线性功率放大器。还有，在无线接收机部分的数字信号处理解调技术，即序列估计，可以承受造成的ISI。
虽然本发明的优选实施例已经被图示说明并以这种形式详细地描述，但是很显然，对于那些本领域的技术人员，可以在不脱离本发明的精神或附加的权利要求的范围内做出不同的修改。
权利要求
1.一个包括多个无线收发机的通信系统，每一个收发机包括一个接收机，和一个发射机，它包括一个用于建立具有恒定幅度的基带信号的恒定包络波形发生器；一个用于限制基带信号的带宽以产生一个滤波的信号并因此在基带信号上附加一个受控制量的幅度调制的滤波器；一个用于非线性放大滤波的信号的非线性功率放大器。
2.根据权利要求1的通信系统，其中恒定包络波形发生器使用连续相位调制。
3.根据权利要求1的通信系统，其中恒定包络波形发生器使用四进制连续相位频移键控调制。
4.根据权利要求1的通信系统的接收机还包括一个解调器，该解调器包括一个用于在有符号间干扰时估计发射的符号序列的序列估计器。
5.根据权利要求1的通信系统，其中滤波器的传递函数的幅度响应到大约规一化频率|fT|＝0.5的断点处是相当平坦的，其中f是频率，T是数据的符号周期，并且在断点处滚降到大约规一化频率|fT|＝1.0的最小衰减处。
6.根据权利要求1的通信系统，其中滤波器是一个数字有限冲击响应滤波器，包括N个滤波器抽头系数，每一个相应的滤波器抽头系数被存储在一个存储器的相应位置上；一个用于存储调制信号的N个抽样的寄存器；用于将N个滤波器抽头系数与当前存储在寄存器中的N个抽样相乘以产生N个乘积的装置；以及一个用于将N个乘积相加以产生滤波的基带信号的累加器。
7.一个根据权利要求3的通信系统中的滤波器是一个数字有限冲击响应滤波器，包括一个在存储器的相应位置存储一个乘积表的存储器，每一个乘积是一个特定的滤波器抽头系数和一个特定的相位状态相乘的结果；一个用于存储调制信号的N个抽样的寄存器，所述的N个抽样用于寻址地址位置中的一个并为存储在寄存器中的每一组N个抽样得到N个乘积；以及一个用于将N个乘积相加以产生滤波的调制信号的累加器。
8.一个根据权利要求3的通信系统，其中四进制连续相位频移调制器使用一个h＝0.25的调制指数并且每符号抽样数据4次以将可能的相移可能数目限制在32。
9.一个根据权利要求4的通信系统，其中由滤波器产生的幅度调制的量被序列估计器可以容忍的所产生的符号间干扰的量限制。
10.一个根据权利要求3的通信系统，其中由滤波器产生的幅度调制的量是基于调制信号的最大幅度和调制信号的最小幅度的比率决定的。
11.一个根据权利要求10的通信系统，其中比率近似等于或小于一个分贝。
12.一个包括多个无线收发机的通信系统，每一个收发机包括一个数字信号处理器，包括将符号序列相位调制到一个载波上以产生一个具有恒定幅度的相位调制信号的装置，和数字地滤波相位调制信号以产生一个滤波号的装置，所述的装置对应于相位调制信号被带通滤波的程度，添加一个幅度调制的量到相位调制的信号上，其中相位调制信号被滤波的程度基于符号间干扰的量，符号间干扰量是由被添加的幅度调制和最大允许的幅度调制级别所引起的；一个用于非线性放大滤波的，相位调制信号的放大器；和一个用于发射由放大器产生的信号的天线。
13.一个根据权利要求12的通信系统，其中数字信号处理器还包括用于解调通过天线接收的发射的信号的装置包括估计原始发射的符号序列的装置，其中符号间干扰的量基于一个为估计装置预设的误符号率性能而确定。
14.一种方法包括以下步骤用数字信息信号相位调制一个恒定幅度信号用于在通信信道上发射一串符号；每符号周期T对相位调制信号N次抽样并存储N个抽样结果；对N个抽样滤波用于产生滤波后的输出信号，该信号具有恒定的幅度和大致包含于归一化频率|fT|＝1中的相位响应。
15.根据权利要求14的方法，其中恒定幅度信号以调制指数h＝0.25和N＝4被调制。
16.根据权利要求14的方法，还包括以下步骤在滤波步骤之后，用高效、非线性功率放大器放大滤波后的信号。
17.根据权利要求14的方法，还包括以下步骤接收包含通过通信信道接收的干扰符号序列的信号；解调接收的信号；并使用维特比算法从干扰符号中估计符号序列。
18.根据权利要求14的方法，其中由滤波步骤产生的符号间干扰，通过响应减少滤波步骤增加的幅度调制量来调整滤波器幅度而受到控制。
19.根据权利要求18的方法，其中由滤波过程增加的幅度调制量受到限制，使得最大的滤波的相位调制信号与最小的滤波的相位调制信号的幅度比小于或大致等于一个分贝。
20.根据权利要求14的方法，其中滤波步骤还包括用N个预定的滤波系数去乘N个抽样，产生N个滤波乘积；将N个滤波乘积求和，产生滤波的信号。
全文摘要
连续相位调制(CPM)信号，如四进制CPFSK信号，在被滤波以限制它们的带宽的同时使幅度调制的量和由这个滤波处理引起的符号间干扰最小。通过设计调制滤波器，如一个有限冲击响应(FIR)滤波器，仅仅增加了一个很小的受控制量的幅度调制，可以使用高效的、非线性功率放大器发射滤波的CPFSK信号。虽然这个滤波器增加了小量的幅度调制和符号间干扰，但是基于数字信号处理器的接收机可以使用序列估计算法如维特比算法令人满意地解调这类信号。因此，CPM信号的滤波在控制符号间干扰的同时允许将发射的信号谱缩窄，该符号间干扰是被滤波增添的受控制的幅度调制量造成的，窄带宽与高效、非线性的功率放大器使本发明特别适合于窄带移动无线通信。
文档编号H04L27/10GK1138397SQ95191171
公开日1996年12月18日 申请日期1995年9月26日 优先权日1994年9月29日
发明者R·W·兰帕, J·C·陈 申请人:艾利森公司