集成电路以及发送机/接收机的制作方法

专利名称：集成电路以及发送机/接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种集成电路以及使用这种集成电路的发送机/接收机。
例如，在日本，给低功率无绳电话所分配的是89信道频带。信道数目CHNO、基站装置的发送频率和便携装置之间的关系如

图1所示。这种情况下信道之间的频率间隔均固定为12.5KHZ。
这种类型的频率传输信号通常由锁相环(下文称为”PLL’ )形成。然而，在为基站装置或便携装置设定信道时，对应信道数CHNO的分频比数据也可以用微型计算机设定，并且这个数据被设置在一个PLL可变分频电路中。
对于无绳电话，在这种情况下，例如一个从便携装置到基站装置用于连接两者之间的呼叫的请求，或者一个从基站装置到便携装置用于连接两者之间呼叫的请求，指令这些请求和参数的指令信号在基站装置和便携装置之间发送和接收。
图2所示为这种指令信号CMND格式的实例，这种信号CMND开始于一个16位的位同步信号BSYN，接下来是一个16位的帧同步信号FSYN。同步信号BSYN和FSYN均有规定的位图，但从便携装置到基站装置的传输的帧同步信号FSYN和从基站装置到便携装置传输的帧同步信号PSYN彼此之间有不同的位图。
另外，指令信号CMND有一个25位系统标识(“标识”在下文称为“ID”)码SYID，一个用于该代码SYID的12位纠错码ECC，以及一个在信号FSYN之后的5字节控制码CTRL。在这种情况下，系统标识码SYID是用于从其它装置中区别该装置本身的数据。更进一步说，控制码CTRL第一字节用于作为便携装置和基站装置显示控制项的代码，而第二到第五字节作为与第一字节相关的参数和数据。
当便携装置或基站装置接到这个指令信号时，检测包含在指令信号CMND中的标识码SYID与贮存在该装置本身的标识码是否一致。当标识码SYID与之一致时指令信号有效，而当它们不一致时，即为无效。
这个指令信号CMND被变换成一个MSK信号(变换的MSK信号)同时在基站装置和便携装置之间被传送。如指令信号位CMND是“0”时，这个MSK信号是一个频率为2.4KHZ的一个周正弦波信号，且当指令信号位CMND是“1”时，它是一个频率为1.2KHZ的半周正弦波信号。
在这里，以上所述用一个微型计算机设定的分频比数据为了简单实用由通常采用3线系统串行传输方式(串行通讯)提供给一个PLL可变比电路。就是说分频比数据被一个串行时钟和一个芯片启动信号(数据锁存信号)顺序传送。
另外，在指令信号CMND被变换成一个MSK信号的情况下，指令信号CMND也可以用一个微型计算机设定，再顺序地传送到一个变换电路，然后变换成一个MSK信号。
因而，为了给PLL电路和MSK信号变换器电路提供一个信号集成电路(以下称“IC”)，IC的输入电路可以这样提供
(1)分别提供PLL和MSK信号变换器电路的输入电路，以及(2)一个采用流水线处理的串行信号线输入电路。
然而，在输入电路(1)中，随着信号线的增加，IC端插头的数目也增加，这不利于电路集成。
另外，在输入电路(2)中，IC端插头的数目可能减少，但向一个电路输入数据的数据通讯(数据传送)可能在另一个电路引起噪音。
由此，本发明提出解决上述问题。发明综述本发明为了解决这些问题，提供了一个集成电路，此电路包括一个可变分频器用于按照由外设提供的数据决定的分频比设置信号传输频率；一个数据变换器用于将外设提供的数据变换成一个传输信号；以及一个开关用于可选择地将外部提供的数据提供给可变分频器和数据变换器。
可变分频器包括一个锁相环和一个根据外部提供控制信号变换的变换开关。
另外，按照本发明，提供了一个发送机/接收机，它包括一个包含用于按照由外部提供的数据决定的分频比信号发送频率的可变分频器的集成电路；一个用于将外设提供的数据变换成一个传输信号的数据变换器；和一个用于向可变分频器和数据变换器有选择地提供外设提供数据的开关。
可变分频器可包括一个锁相环，由锁相环决定传送频率和接收频率。
开关可根据外部提供的控制信号转换并且还根据外部提供控制信号有选择地进行设置发送频率和接收频率，并进行外部提供的数据的传送。
然后，数据被有选择地提供给PLL可变分频电路和变换电路。图1所示为信道数和无绳电话传输频率之间关系的实例；图2所示为指令信号CMND的格式；图3是表示按照本发明中一个电路实例的一部分的系统框图；图4是表示继图1电路的实例的继续部分的一个系统框图。图5A和图5B是说明本发明的频谱图；图6是图1电路操作过程的一个波形图解；图7所示为按照本发明的转换电路实例的一部分的系统框图。
对于无绳电话，请求时产生一个指令信号CMND且数据在便携装置和基站装置之间存取，同时一个指令信号CMND的MSK信号被发送和接收。
当在便携装置和基站装置之间的信道没有确定时，指令信号CMND也就没有产生或不必产生。另外，在便携装置和基站装置之间信道上变换的同时是不可能传送和接收一个指令信号的。
也就是说产生或传送和接收指令信号CMND，信道转换在时间上不能彼此重叠。
上述观点应该注意的是，本发明的目的是使得PLL可变分频电路的分频比的数据以及指令信号CMND的数据利用少量的端被输入到IC。
首先，参照图3和图4将描述本发明的一个无绳电话的接收电路和传送电路的实例。在这个例子中，整个接收和发送电路可以在一个单个IC上实现，此IC如图所示是用于一个便携装置中的，在这里，图3中 1和 2以及图4中 1和 2所代表的线彼此相连形成一个整体电路结构且由点和短划虚线的围绕部分1构成一个单个的IC。
IC1有一个接收电路10和一个发送电路40。接收电路10有一个直接转换型结构，它使用一个双超外差式接收电路。那就是说，来自基站单元的一个低信道FM信号Sr通过接收天线2接收，然后从一个端T11提供给一个高频放大器11，到端T12，再到一个允许所有下行信道的频带通过的带通滤波器3最后通过端T13的信号线到一个混频电路12和22来实现与I轴和Q轴的正交变换。
另外，一个振荡电路30用来形成一个具有稳定基准频率，如14.4MHZ的振荡信号S30。这了达到这个目的，一个晶体振荡器6经过端T16连接以致于使振荡电路30作为一个晶体振荡电路。
然后，这个振荡信号S30被提供给一个分频电路35，这个电路将输入频率分为1/1152，因而产生一个符合信道间隔频率的一个12.5KHZ频率的信号S35。然后这个信号S35被提供给一个PLL电路31作为基准频率信号。
另外，其频率和FM信号Sr的载波频率相等的振荡信号S31从PLL电路31的VCO311产生，关于这点下面做详细描述。这种情况下，振荡信号S31的频率和基地装置的传输频率相同，原因是已接收到的FM信号Sr的载波频率与基地装置的传输频率相等。
信号S31被提供给第一混频电路12作为第一本地振荡信号，信号S31也被提供给一个移频电路32，其中信号S31被移相为π/2。那么，经移相的信号32被提供给第一混频电路22作为第一本地振荡信号。
由此，如图5A所示，已接收信号Sr在下边带中有一个信号分量Sa和在上边带中有一个信号分量Sb。另外，如果我们设ωo已接收信号Sr的载波频率(角频率)ωa信号分量Sa的角频率ωa＜ωoEa信号分量Sa的振幅ωb信号分量Sb的角频率ωb＞ωoEb信号分量Sb的振幅Δωa＝ωo-ωaΔωb＝ωb-ωo那么，Sr＝Sa+SbSa＝Ea.sinωatSb＝Eb.sinωbt另外，如果我们设E1第一个本地振荡信号S31和S32的振幅那么，S31＝E1.sinωotS32＝E1.cosωot因此，如果我们设S12，S22第一混频电路12和22的输出信号那么，S12＝Sr.S31＝(Ea.sinωat+Eb.sinωbt)×E1.sinωot＝αa{-cos(ωa+ωo)t+cos(ωo-ωa)t}+αb{-cos(ωb+ωo)t+cos(ωb-ωo)t}＝αa{-cos(ωa+ωo)t+cosΔωat}+αb{-cos(ωb+ωo)t+cosΔωbt}S22＝Sr.S32＝(Ea.sinωat+Eb.sinωbt)×E1.cosωot＝αa{sin(ωa+ωo)t-sin(ωo-ωa)t}+αb{sin(ωb+ωo)t+sin(ωb-ωo)t}＝αa{sin(ωa+ωo)t-sinΔωat}+αb{sin(ωb+ωo)t+sinΔωbt}αa＝Ea.E1/2αb＝Eb.E1/2信号S12和S22被提供给低通滤波器13和23，因为具有角频率Δωa和Δωb的信号分量适用于中频(以下称为IF)信号。具有角频率Δωa和Δωb的信号分量由低通滤波器13提供为第一IF信号S13和S23如下表示S13＝αa.cosΔωat+αb.cosΔωbtS23＝-αa.sinΔωat+αb.sinΔωbt
在这种情况下，从上述等式和图5A明显得出，第一IF信号S13和S23是基带信号。
信号S13和S23被提供给第二混频电路14和24用于I轴和Q轴的正交变换。
来自于振荡电路30的振荡信号S30被提供给分频电路33并被分成一个相当低频信号S33。例如，信号S33被262分频得到一个约55HZ的频率。这个信号S33被提供给第二混频电路14作为第二本地振荡信号并被提供给移相电路34且被移相π/2，该移相信号S34被提供给混频器24作为第二本地振荡信号。
因而，如果我们设S33＝E2.sinωstS34＝E2.cosωst，其中，E2第二本地振荡信号S33和S34的振幅；ωs＝2πfs(fs＝大约55kHZ)并且我们设S14，S24用于混频器14和24的输出信号，那么，S14＝S13.S33＝(αa.cosΔωat+αb.cosΔωbt)×E2.sinωst＝βa{sin(Δωb+ωs)t-sin(Δωa-ωs)t}+βb{sin(Δωb+ωs)t-sin(Δωb-ωs)t}S24＝S23.S34＝(-αa.sinΔωat+αb.sinΔωbt)×E2.cosωst＝-βa{sin(Δωa+ωs)t+sin(Δωa-ωs)t}+βb{sin(Δωb+ωs)t+sin(Δωb-ωs)t}其中βa＝αa.E2/2βb＝αb.E2/2信号S14和S24的公式被变换使得频差值不能为负。S14＝βa{sin(Δωa+ωs)t+sin(ωs-Δωa)t}+βb{sin(Δωb+ωs)t+sin(ωs-Δωb)t}＝βa.sin(ωs+Δωa)t+βa.sin(ωs-Δωa)t+βb.sin(ωs+Δωb)t+βb.sin(ωs-Δωb)tS24＝-βa{sin(Δωa+ωs)t-sin(ωs-Δωa)t}+βb{sin(Δωb+ωs)t-sin(ωs-Δωb)t}＝-βa.sin(ωs+Δωa)t+βa.sin(ωs-Δωa)t+βb.sin(ωs+Δωb)t-βb.sin(ωs-Δωb)t.
然后，信号S14和S24被提供给一个加法电路15并彼此相加，由加法电路15提供的总和相加信号由下列公式表示S15＝S14+S24＝2βa.sin(ωs-Δωa)t+2βb.sin(ωs+Δωb)t相加的信号S15具有如图5B所示的信号分量。这个信号S15是一个由接收信号Sr通过在频率变换时将载波频率ωo(角频率)替换为ωs产生的信号。那就是，信号S15是具有中频fs的第二IF信号。
这里，第二IF信号S15在被解调为原始音频信号以前通过作为IF滤波器的一个带通滤波器16和一个限幅放大器17被提供给一个FM解调电路18。随后这个音频信号通过一个放大器19和一个端口T14被提供给电话接收机的扬声器4。
以上描述是关于在接收电路10中的音频信号的构形和操作过程。
另一方面，发送电路40处理一个音频信号直接作为一个上行信道FM信号，因此提供一个PLL电路43和来自分频电路35的分频信号S35被作为基准频率信号提供给PLL电路43。这样，用于上行信道的具有一个载波频率的信号St，这个信号与在接收电路10接收到的由PLL电路43的VCO431提供的下行信道信号匹配。
再者，来自电话的麦克风5的音频信号经端T15和放大器41被提供给一个低通滤波器42以致不必要的频带分量被去掉，并且这些被去掉的不必要分量的音频信号经过一个转换开关电路55作为振荡频率控制信号被提供给PLL43的VCO431。
这样，由VCO431提供一个FM信号St，它位于上行信道且与由接收电路10接收的下行信道匹配并经过来自低通滤波器42的音频信号进行FM调制。
这个FM信号St从端T17出来后经过一个驱动放大器44和一个输出放大器45，到天线2，且被发送到基站装置。
以上所述为发送电路40中的音频信号的结构和操作过程。
在以上描述中，IC1用于一个便携装置。然而，如果端T14和T15被连接到基站装置中的2线/4线变换电路，并且在PLL电路31中的可变分频电路的分频比值被PLL电路43中的所代替，那么上述IC1中的操作过程可以在基站装置中实现。在这种情况下，上行信道接收通过接收电路10实现，而下行信道发送通过发送电路40实现。
因此，IC1在基站装置和便携装置中都能使用。
如果FM接收机是一个典型的FM接收机，那么中频被确定为10.7MHZ且中频滤波器应由不能够集成为IC的陶瓷滤波器构成。
然而，上述所提到的接收电路10，第一个IF信号S12和S22是基带频率信号，第二个中频fs频率则低到如55kHZ。滤波器13，23和16由包含电阻器，电容器和放大器的有源滤波器构成。接收电路10，除滤波器3和VCO311振荡圈(图中没有示出)以外，能够形成一个IC。与此类似，发送电路40也能被形成为一个IC。
因而整个接收电路10和发送电路40被集成为一个单片式集成电路。在PLL电路设定分频比PLL电路31和PLL电路43包含有可变分频电路312和423。在PLL电路31中，来自VCO311的振荡信号S31的频率用与在通常的PLL电路中同样的方法由可变分频电路312来分频。这个分频信号的相位与基准信号S35相比较且通过所得的比较输出控制VCO311的振荡频率。PLL电路43情况与此相同。
因此，如果我们设f31信号S31的频率f31＝ωo/(2π)f43信号S43的载波频率(中心频率)N31可变分频电路312的分频比
N43可变分频电路432的分频比那么，在稳定的状态下，与通常的PLL电路的方式相同。
f31＝12.5[kHZ]×N31f43＝12.5[kHZ]×N43其中，12.5[kHZ]是信号S25的基准频率。
因此，如果分频比N31和N4 3按照所用信道的信道数CHNO设置，然后可以在具有这个信道数CHNO的信道上实现发送和接收。
一个开关转换电路51和分频比设定电路52因而被用来设定分频比N31和N43。
在目前情况下，为了设定分频比N31和N43，一个信道数CHNO的数据信号DATA，一个时钟信号CK和一个启动信号ENBL被设置在微机中(图中没有示出)。在这种情况下，如图所示，图6的左边，每一个DATA和CK信号都是串行信号且数据信号DATA的形成和时钟信号CK同步。信号ENBL就是这样的一个信号，如在提供数据信号DATA时期变为“0”。
这些信号DATA，CK和ENBL，通过端T23到T35提供开关转换电路51。
因为这种方式是用于设定分频比N31和N43，例如，一个“1”电平的控制信号MDPL在微机中形成且这个信号MDPL通过端T25被作为控制信号提供给转换电路51。
这样，在设置分频比N31和N43的情况下，提供给开关转换电路51的信号DATA，CK和ENBL还被提供给分频比设置电路52。
在分频比设置电路52中，对应于所选信道数CHNO的分频比N31和N43的数据由信道数所使用的数据信号DATA形成。于是这个分频比N31的数据就被提供给PLL电路31中的可变分频电路312并锁存。具有同FM信号Sr的载波频率相同的频率f31的振荡信号S31由PLL电路31中的VCO311提供。
由分频比设定电路52产生的分频比N43的数据被提供给PLL电路43的可变分频电路423并锁存。这种方式中，用于上行信道具有载波频率f43的FM信号St由PLL电路43的VCO431提供。发送和接收指令信号CMND一个用来将指令信号CMND变换为数字MSK信号的变换电路53和一个D/A变换器54被设置在IC1中用来发送指令信号CMND。
当发送指令信号CMND后，指令信号CMND的数据信号DATA，时钟信号CK和启动信号ENBL由微机产生，如图6右侧所示。这些信号DATA，CK和ENBL就通过端T22到T25提供到开关转换电路51。
另外，由于指令信号CMND的传输，一个例如电平为“0”的控制信号MDPL在微机中形成，且信号MDLP通过端T22作为控制信号提供给开关转换电路51。
在这种方式中，在发送指令信号CMND时，已提供给开关转换电路51的信号DATA，CK和ENBL被传送到变换器电路53。
然后，在变换电路53中，指令信号CMND的数据信号DATA的每一位均被变换成数字MSK信号。之后这个数字MSK信号被提供给D/A变换电路54并被变换成一个模拟MSK信号，这个信号被传送到开关转换电路55。
此时，以后将描述的一个控制信号S55被提供到开关转换电路55且在发送指令信号CMND时，开关电路55连接D/A变换器54到PLL电路43的VCO431，以将来自D/A变换器54的MSK信号作为一个调制信号传送到VCO431。
然后，将从经MSK信号调制的FM信号St FM从VCO311取出，且这个FM信号St被发送到基站装置。
当从基站装置发送的指令信号CMND接收到以后，其中的MSK信号就被从FM解调电路18输出，然后，MSK信号就被传送到一个波形整形电路29并被整形为矩形波MSK信号，然后此信号经端T21被提供到微机用于系统控制。
然后微机识别MSK信号脉冲宽度之间的差别来解调出指令信号CMND并执行与指令信号CMND相应的过程。开关转换电路具体实例图7所示为开关转换电路51的一个具体实例。信号MDPL被提供到一个“与”电路61，同时信号ENBL则是通过一个倒相器62被输送到“与”电路61。因而，当信号MDPL为MDPL＝“1”时(当设定分频比N31和N43时)，而且信号ENBL为ENBL＝“0”时，“与”电路61的输出Q61＝“1”，若信号ENBL为ENBL＝“1”时，则Q61＝“0”。
因为信号Q61是传送到倒相器63，只有当信号MDPL为MDPL＝“1”时，信号ENBL从倒相器63被输出。然后来自倒相器63的信号ENBL就被传送到分频比设定电路52。
信号CK和DATA被提供给“与”电路64和65，如信号Q61一样。当信号MDPL为MDPL＝“1”时，“与”电路64和65才输出CK和DATA信号。
然后，由“与”电路64和65输出的信号CK和DATA提供给分频比设置电52。
当信号MDPL为MDPL＝“1”时，信号DATA，CK和ENBL被传送到分频比设定电路52，如图4左侧所示。
在这种情况下，信号DATA和CK被传送到“与”电路72和73，但是信号MDPL经由倒相器71也被传送到“与”电路72和73。因而，当信号MDPL为MDPL＝“1”时，信号DATA和CK并不由“与”电路72和73输出且也不传送至倒相器电路53。
另外，信号ENBL被传送到一个“异”电路74和“与”电路75，可是信号MDPL也被传送到“异”电路74和“与”电路75。由此，如果信号ENBL为ENBL＝“1”，“与”电路75的输出Q75变为“1”且这个信号Q75(＝“1”)经过一个“或”电路76作为ENBL信号被传送到变换器电路53。
再者，如果信号ENBL为ENBL＝“0”，“异”电路74的输出Q74变为“1”且这个信号Q74(＝“1”)经过“或”电路76作为信号ENBL被传送到变换器电路53。
由此，当信号MDPL为MDPL＝“1”时，信号DATA和CK不能传送到变换器电路53但被传送到变换器电路53的信号ENBL总是为“1”。
另一方面，当信号MDPL为MDPL＝“0”时(当产生信号MSK时)，“与”电路61的输出Q61为Q61＝“0”，与信号ENBL无关，且信号Q61被传送到倒相器63。由此来自倒相器63的信号ENBL变为ENBL＝“1”，且被传送到分频比设定电路52。信号DATA和CK被“与”电路64和65阻止且不能传送到分频比设定电路52，原因是信号Q61为Q61＝“0”。
由此可见，当MDPL信号为MDPL＝“0”时，信号DATA，CK和ENBL不被传送到分频比设置电路52。
然而在这种情况下，如信号MDPL为MDPL＝“1”，以致信号DATA和CK经过“与”电路72和73被传送到变换器电路53。另外，如果信号ENBL为ENBL＝“1”时，那么Q74变为Q74＝“1”且经过“或”电路76作为信号ENBL被传送到变换器电路53。
另外，如果信号ENBL为ENBL＝“0”，那么Q74和Q75变为“0”且经过“或”电路76作为信号ENBL被传送到变换器电路53。
因而，当信号MDPL为MDPL＝“0”时，信号DATA，CK和ENBL被传送到变换器电路53。
从图4很显然地看到，只有在数据DATA被传送到变换电路53时，“或”电路76的输出信号才变为“0”。因此，这个输出信号因此可以被用作开关转换电路55的控制信号S55。
按照这个开关转换电路51，信号DATA，CK和ENBL被有选择地传送到分频比设定电路52和与信号MDPL对应的变换电路52。然而，当数据DATA被提供给分频比设定电路52或变换器电路53中的任何一个时，在其它电路中，作为低频噪音的数据DATA的输入或是作为高频噪音的时钟CK及其高次倾谐波的输入的影响可以降低。
传送到变换器电路53的信号ENBL，表示为ENBL＝(MDPL*ENBL)+(MDPL.ENBL)其中，*“异”+“或”；以及.“与”当变换器没有进行存取时，即使逻辑条件(状态)不同，这个装置也不会发生问题。
那就是，当仅用信号MDPL和信号ENBL的“与”电路的输出信号执行变换器电路53的转换时，变换器电路53在转换的瞬间可进入启动状态，也可不进入启动状态，但是，变换电路53的转换在转换电路51中按上述公式执行，以致于当变换器电路53没有被选择的时候，经“或”电路76传送到变换电路53的信号ENBL能够被固定在“1”。因而，变换器电路53将不会变成不稳定状态。
前面已描述过的这种情况是本发明中在一个无绳电话的应用。然而，本发明适用于使用双工方式的发送机/接收机传送和接收数据的任何情况。
按照本发明，数据，时钟和启动信号可以有选择地传送到用于设定分频比的电路和用于传输数据的电路。
由此，当电路集成时端数可减少，以致IC块可以更加紧密，表面安装区域可减少，且主要装置可以更有效地减小。
另外，当数据信号被传送到设置分频比电路或发送数据电路中的任何一个电路时，给其它电路所提供数据信号的干扰噪音可因此而减小。
权利要求
1.一种集成电路包括可变分频装置，用于根据由外部提供的数据决定的分频比设定信号发送频率；数据变换装置，用于将所述外部提供的数据变换成一个传输信号；以及开关转换装置，用于有选择地将所述外部提供的数据传送到所述的可变分频装置和所述数据变换装置。
2.按照权利要求1所述的集成电路，其中所述可变分频比装置包括一个锁相环。
3.按照权利要求1所述的集成电路，其中所述开关转换装置按照外部提供的控制信号进行转换。
4.一种发送机/接收机包括所述集成电路具有可变分频装置，用于根据由外部提供的数据决定的分频比设定信号发送频率；数据变换装置，用于将所述外部提供的数据变换成一个传输信号；以及开关转换装置，用于有选择地将所述外部提供的数据传送到所述可变分频装置和所述数据变换装置。
5.按照权利要求4所述的一个发送机/接收机，其中所述可变分频装置包括一个锁相环。
6.按照权利要求5所述的一个发送机/接收机，其中所述锁相环确定一个发送频率和一个接收频率。
7.按照权利要求4所述的发送机/接收机，其中所述开关转换装置按照外部提供的控制信号进行转换。
8.按照权利要求7所述的发送机/接收机，其中所述开关转换装置被按照所述外部提供的控制信号控制，以有选择地执行所述发送频率和所述接收频率的设置，并发送所述的外部提供的数据。
全文摘要
一种集成电路包括一用于控制由外部提供的数据决定的分频比设置信号发送频率的可变分频器；一数据变换器，用于将外部提供的数据变换为传输信号；以及一转换开关，有选择地将外部提供的数据传送到可变分频器和数据变换器，当电路被集成时，集成电路的端数可减少，IC块可以更加紧密，表面安装区域可以减小，主要设备可以更加小巧并且数字信号的干扰，即被传送到设置分频比电路或发送数据电路中任一电路的其它电路的噪音可以减少。
文档编号H04M1/72GK1141541SQ9610805
公开日1997年1月29日 申请日期1996年3月14日 优先权日1995年3月14日
发明者晴山信夫, 横山博史 申请人:索尼公司