专利名称：数据接收设备、解调电路和集成电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种数据接收设备、一种解调电路和一种集成电路。本发明可应用于例如便携式收信机，供接收无线电发送来的数据和显示信息。
迄今，这种便携式收信机，即所谓传呼机，是用来接收双值FSK(移频键控)发送来的信息数据、产生回铃音和显示信息的。另一方面，在加速调制信息数据传输速率的同时，通过采用多值、四值或四值以上的FSK(而不是采用双值FSK)可以传送大容量的信息数据。
接收这种四值FSK发送来的信息数据的技术方案，目前尚在启蒙阶段。因此，在这些供接收四值FSK发送的信息数据的便携式收信机中，有一种收信机是将一般采用的中频集成电路和检测集成电路与模拟转换器结合起来使用的。
即，如图1中所示，便携式收信机1将天线2来的高频输入信号S1提供给高频部分3，并将经调谐、放大和自动增益控制的高频信号S2提供给中频部分4。中频部分4用本机振荡信号将高频信号S2转换成中频信号，并将检测得出的四值模拟信号S3提供给模/数转换器(图1中用A/D表示)5。
模/数转换器5将四值模拟信号S3转换成八位数字数据S4，并将其提供给解码器6。解码器6将数字数据S4解码成二进制数据串，将获自此二进制数据串的信息数据S5提供给显示部分7，并将信息显示成字母或数字字符。
附带说一下，移频键控是一种调频方案，其中各个频率分派给待发送的数字信号的标志和间隔，且在切换频率的同时发出数字信号。
在将四值模拟信号S3转换成八位数字信号S4之前，模/数转换器5对电平进行判断，再将模拟信号S3转换成二位数字信号。这时，模/数转换器5用三个电位互不相同的阈值从最低侧将四种模拟信号S3的电平顺次判断为00、01、11和10。
另一方面，在模拟信号S3中产生诸如中频部分4中的振荡器的频率因收信系统温度波动而引起的漂移之类的直流偏差。为消除这种偏差的影响，解码器6中配备有一个校正电路，用复杂的校正算法来处理数字数据S4。
然而，在模/数转换器5中处理四值模拟信号S3时需要消耗大量功率，其中一部分消耗在模/数转换器5中。因此，这种过量的功率消耗成了阻碍最重要的延长便携式收信机使用寿命的一个重大因素。
此外，采取在进行模/数转换之后消除直流偏差的作法会使电路变得庞大，从而相应提高了功率消耗。另外，由于判断电平所使用的基准电平不能加以调节，因而有这样的缺点不能灵活应付诸如电平因电场强度急速和突然变化而降低或直流分量因衰减而波动之类发生的可能性所带来的问题。
有鉴于此，因而本发明的目的是提供一种结构简化、能降低功耗的数据接收设备、解调电路和集成电路。
本发明的上述和其它目的是通过提供这样一种数据接收设备、解调电路和集成电路达到的，即电路中的解调装置用根据所述传输的给定数据调制过的调制信号对转换过的信号进行解调，并产生含振幅分量与所传输数据相应的调制信号。极性检测装置检测解调信号振幅的极性。绝对值比较装置对解调信号的绝对值与任选阈值进行比较。此外，传输数据是根据极性检测装置的检测结果和绝对值比较装置的比较结果而产生的。
由于在分解成相应于解调信号直流偏差控制的任选阈值与解调信号振幅绝对值之间的比较结果和检测解调信号极性的检测结果之后，含相应于传输数据振幅分量的解调信号的振幅所表示的传输数据输出给解码器，且用这些比较和检测结果再现所传输的数据，因而整个电路结构得以简化，消耗的功率也进一步减小了。
此外，按照本发明，解调电路用以解调调制信号从而产生含振幅分量对应于传输数据的解调信号，该解调信号是根据给定的传输数据解调的，在该解调电路上配置有极性检测装置和绝对值比较装置，前者用以检测解调信号的极性，后者用以对解调信号振幅的绝对值与一个任选的阈值进行比较。
此外，按照本发明，在调制信号按所给定的传输数据调制的衬底上配置了解调装置、极性检测装置和绝对值比较装置，解调装置用以对调制信号进行解调，以产生含振幅分量对应于传输数据的解调信号，极性检测装置用以检测解调信号振幅的极性，绝对值比较装置用以对解调信号的绝对值与一个任选的阈值进行比较。
结合附图阅读下面的详细说明可以更清楚了解本发明的性质、原理和效用。附图中同样的部件用同样的编号或符号表示。
附图中图1是普通便携式收信机的方框图；图2是本发明的数据接收设备、解调电路和集成电路一个实施例的便携式收信机的方框图；图3是中频部分的方框图；图4是绝对值比较部分的方框图；图5是各信号时间控制的时序图。
现在参看
本发明的最佳实施例。
图2采用与图1相应各部分同样的符号，图中示出一个数据接收设备，例如便携式收信机10，该设备接收四值FSK按传输数据例如信息数据调制的无线电波，且在显示部分7的屏面上显示出信息。便携式收信机10采用了绝对值比较装置，例如绝对值比较部分11，和解码器12，代替普通便携式收信机1组件中的模/数转换器5和解码器6。
便携式收信机10将天线2来的高频输入信号S1提供给高频部分3，并将高频信号S2提供给中频部分4。中频部分4将相应于信息数据的解调信号，例如模拟信号S3，提供给绝对值比较部分11。模拟信号S3含有多个振幅分量，例如含两个较大和较小的正极性及两个较大和较小的负极性的四值振幅分量。
绝对值比较部分11通过对控制信号S6调整过的阈值与模拟信号S3的振幅进行比较，产生与极性无关的模拟信号S3的经检测的振幅尺寸比较结果，例如绝对值比较信号S7。绝对值比较部分11将此绝对值比较信号S7提供给解码器12。
此外，中频部分4将该结果，例如通过检测模拟信号S3的极性获得的NRZ(不回零)信号S8，提供给解码器12。
这样，模拟信号S3分别按NRZ信号S8和绝对值比较信号S7以二位表示的高位和低位提供给解码器12。
解码器12处理NRZ信号S8和绝对值比较信号S7，产生信息数据S5，将信息数据S5提供给显示部分7，并将信息数据S5(例如字母或数字字符的信息)的内容显示出来。
附带说一下，四值模拟信号S3的振幅包括负极性的较大振幅、负极性的较小振幅、正极性的较小振幅和正极性的较大振幅，这些振幅分别对应于二进制的两位数据00、01、11和10的值。此外，负极性的较大振幅、负极性的较小振幅、正极性的较小振幅和正极性的较大振幅分别对应于，例如，与中心频率的频移，即-4.8千赫、-1.6千赫、+1.6千赫和+4.8千赫。
如图3中所示，中频部分4由集成电路组成，将高频信号S2在混合器14中与本机振荡器13产生的本机振荡信号S9加以混合，并将频率信号S2加以变频，转换成中频信号S10。混合器14将此中频信号S10通过带通滤波器15(图3中用BPF表示)以中频信号S11提供给限幅器16，并将一限幅调制信号，例如中频信号S12，提供给解调装置，例如检测电路17。
检测电路17检测待解调的中频信号S12，并将其解码成双极基带信号S13，再将此基带信号S13通过低通滤波器(LPF)18以四值模拟信号S3输出出去。低通滤波器18将模拟信号S3提供给极性检测装置，例如极性检测电路19，并输出NRZ信号S8。
绝对值比较部分11由集成电路组成。如图4所示，绝对值比较部分11将基准电压VREF1通过缓冲运算放大器20提供给补偿发生器电路21，并提供到缓冲运算放大器22的非反相输入端。补偿发生器电路21将正直流电压VCONT加到基准电压VREF上以产生基准电压VREF2，并将此基准电压VREF2提供到运算放大器23的非反相输入端，并提供到运算放大器22的反相端。
这样，运算放大器22将基准电压VREF1-VCONT作为阈值提供到运算放大器24的非反相端，运算放大器23将基准电压VREF+VCONT作为阈值提供到运算放大器25的反相端。
运算放大器24对提供给反相端的模拟信号S3的振幅与基准电压VREF1-VCONT进行比较。这样，只有当模拟信号S3的振幅为负的较大振幅时变为逻辑“1”的比较信号S14是由运算放大器24作为双输入“或非”电路26的第一条件输入而最后输出的。
另一方面，运算放大器25对提供给非反相端的模拟信号S3的振幅与基准电压VREF1+VCONT进行比较。这样，只有当模拟信号S3的振幅为正的较大振幅时变为逻辑“1”的比较信号S15是由运算放大器25作为双输入“或非”电路26的第二条件输入而最后输出的。
这样，双输入“或非”电路26输出的绝对值信号S7在振幅为正的或负的较大值时变为逻辑“0”电平，而在振幅为正的或负的较小值时变为逻辑“1”电平。
在上述设计的绝对值比较部分11中，与模拟信号S3的直流偏差一致的基准电压VREF1提供给补偿发生器电路21。并且，在绝对值比较部分11中，正的和负的阈值设定在较大振幅(高电平)与较小振幅(低电平)之间的任选电平上。
图5示出变化值依次为01、00、10、11、01、10和00的两位二进制数据的情况。在此情况下，NRZ信号S8依次变为“L”、“L”、“H”、“H”、“L”、“H”和“L”电平。这就是说，若模拟信号S3所表示的二进制数据的高位为“0”，则NRZ信号S8始终处于“L”电平，若模拟信号S3所表示的二进制数据的高位为“1”，则NRZ信号S8始终处于“H”电平。
另一方面，绝对值比较信号S7依次变为“H”、“L”、“L”、“H”、“H”、“L”和“L”电平。这就是说，若模拟信号S3所表示的二进制数据的低位为“0”，则绝对值比较信号S7始终处于“L”电平，若模拟信号S3所表示的二进制数据的低位为“1”，则绝对值比较信号S7始终处于“H”电平。
这里，当模拟信号S3因收信系统等的温度波动而产生偏离初始电平的直流偏差时，提供给补偿发生器电路21的基准电压VREF1要例如通过反馈控制调节到使其等于该直流偏差电平。这样，运算放大器22和23的阈值要调节得使其在调节之后随直流偏差电平波动，以消除直流偏差的影响，从而使输出的绝对值比较信号S7高度稳定可靠。
另一方面，极性检测电路19输出的NRZ信号S8不受直流偏差的影响，因为模拟信号S3的极性不随直流偏差的程度改变。这样，NRZ信号S8和模拟信号S3中的直流偏差已消除的高度可靠的绝对值比较信号S7就提供给解码器12，从而与现有技术相比进一步简化了产生信息数据S5的电路，而且可以产生正确的信息数据S5而始终不受直流偏差的影响。
这样就无须使用普通的模/数转换器5和用来消除该模/数转换器5输出的数字信号S4中直流偏差影响的复杂校正电路，从而简化了总的配置结构，而且进一步降低了功率消耗。此外，通过用NRZ信号S8和绝对值比较信号S7进行简单的解码处理，可以产生信息数据S5。
按照上述配置方式，在分解成相应于模拟信号S3直流偏差的往上或往下控制的阈值与模拟信号S3振幅绝对值之间的比较结果和通过检测模拟信号S3的极性得出的NRZ信号之后，用模拟信号S3振幅表示的四值数据就输出出去，同时用这些绝对值比较信号S7和NRZ信号S8再现信息数据，从而简化了总的配置结构，而且进一步降低了功率消耗。
根据收信机所处环境的变化(例如输出电平因场强等急骤减弱而波动时)有选择地设定绝对值比较部分11的阈值，可以增强耐受环境变化的能力。此外，通过令极性检测电路19和绝对值比较部分11的工作滞后，且使此滞后可任意调节，还可降低对噪声的灵敏度。
另一方面，在上述实施例中，说明的是接收四值数据的情况，但本发明并不局限于此，它也适用于接收多值数据的任何情况。例如，在接收六值数据的情况下，通过同时提供与绝对值比较部分11结构类似的而只是阈值不同的绝对值比较装置，可以单独识别多个数值，而且可达到与上述类似的有效程度。进行双值FSK解调时，和普通情况一样，设定的数据仅由NRZ信号S8再现。
此外，在上述实施例中，说明的是用FSK调制过的调制信号解调的情况，但本发明并不局限于此，它也适用于用任选调制方式调制过的调制信号来解调的情况，只要用解调调制信号得到的解调信号的振幅中含有相应于传输数据的振幅分量即可。
此外，在上述实施例中，说明的是中频部分4和绝对值比较部分11各自配置在分立的集成电路中的情况，但本发明并不局限于此，它也适用于中频部分4和绝对值比较部分11配置在同一个集成电路中的情况。
另外，在上述实施例中，说明的是传输数据由电波传输的情况，但本发明并不局限于此，它也适用于采用除电波以外的诸如光之类的任意信息载体且在任意传输通路(例如电线或光纤)上传输的情况。
这样，按照本发明，在分解成相应于解调信号直流偏差控制的任选阈值与解调信号振幅绝对值之间的比较结果和检测解调信号极性的检测结果之后，含相应于传输数据振幅分量的解调信号的振幅所表示的传输数据被输出出去，并用这些比较和检测结果再现所传输的数据，因而整个电路结构得以简化，消耗的功率也进一步减小了。
虽然上面是结合本发明的一些最佳实施例进行说明的，但本技术领域的行家们都知道，对上述实施例是可以进行种种更改和修改的，这些更改和修改都包括在所附的权利要求书中，因为这些更改和修改都在本发明的精神实质和范围内。
权利要求
1.一种数据接收设备，包括解调装置，用以接收根据传输数据调制的调制信号，并对所述调制信号进行解调，以产生含有相应于所述传输数据的振幅分量的解调信号；极性检测装置，用以检测所述解调信号振幅的极性；和绝对值比较装置，用以对所述解调信号的绝对值与一个任选的阈值进行比较；其中所述传输数据是根据所述极性检测装置的检测结果和所述绝对值比较装置的比较结果产生的。
2.如权利要求1所述的数据接收设备，其特征在于，所述调制信号是用FSK(移频键控)进行调制的。
3.如权利要求1所述的数据接收设备，其特征在于，所述传输数据按多值提供，且所述调制信号有多个振幅分量。
4.如权利要求1所述的数据接收设备，其特征在于，所述多值按四值提供。
5.如权利要求1所述的数据接收设备，其特征在于，所述解调信号含有正振幅分量和负振幅分量。
6.如权利要求3所述的数据接收设备，其特征在于，所述解调信号含有正振幅分量和负振幅分量。
7.如权利要求4的述的数据接收设备，其特征在于，所述解调信号含有正振幅分量和负振幅分量。
8.如权利要求1所述的数据接收设备，其特征在于，根据所述传输数据再现的内容显示在显示屏上。
9.一种解调电路，用以接收根据传输数据调制的调制信号，并用以对所述调制信号进行解调，从而产生含有相应于所述传输数据的振幅分量的解调信号，该电路包括极性检测装置，用以检测所述解调信号的极性；和绝对值比较装置，用以对所述解调信号的绝对值与一个任选的阈值进行比较。
全文摘要
一种数据接收设备，一种解调电路和一种集成电路，其总结构都经过简化，且可以降低功耗。在分解成相应于解调信号(S3)直流偏差控制的任选阈值与解调信号(S3)振幅绝对值之间的比较结果(S7)和检测解调信号(S3)极性的检测结果(S8)之后，含相应于传输数据(S5)振幅分量的解调信号(S3)的振幅所表示的传输数据(S5)被输出出去，并用这些比较结果(S7)和检测结果(S8)再现所传输的数据(S5)。
文档编号H04L25/06GK1154617SQ9612017
公开日1997年7月16日 申请日期1996年9月25日 优先权日1995年9月25日
发明者山崎大介 申请人:索尼公司