专利名称：正交频分多路复用接收机的均衡方法和均衡器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于补偿接收通过正交频分多路复用(OFDM)方法发送的信号的接收机中信道失真的均衡方法及其均衡器。
OFDM是一种用于发送数字信号的多载波调制方法。在OFDM方法中，利用与发送信号载波数据所用的频带宽度相同的频带，在一个长符号周期期间，数据为多个副载波所携带且被并行发送。由于在OFDM方法中一个符号是在频域中确定的，需要一个用在频域中的均衡器来补偿所接收符号的信道失真。因此，以OFDM方法发送散射导频。但是，散射导频不是通过固定子信道发送，而是通过每一个符号中的不同子信道发送的，其具有一预定的图形，如
图1所示。
即，如图1所示，散射导频以四个符号作为一个周期重复。由于通过一个12子信道的周期中第一和最后一个子信道发送散射导频，使每一个符号的第二开始点不同，通过找出散射导频被发送到的位置，估算所有子信道的特性，根据子信道的所有特性计算估算的值，并通过内插相邻导频的估算值获得散射导频之间的数据子信道的特性。但是，在每一个符号中执行内插的情况下，由于散射导频之间的距离变为11个子信道，当产生频率失真时补偿误差变大。此外，当在每一个符号中描绘(追踪)信道特性时，由于在散射导频之间有11个子信道，所以需要一个精密滤波器作为内插滤波器。
但是，在欧洲电信标准协会(ETSI)1997年3月提供的“欧洲电信标准”草案ETS 300 744中没有描述用于补偿信道失真的均衡器的详细结构。
本发明的目的之一是提供一种均衡方法，它很好地适应信道的时间变化，减小接收的散射导频之间的距离。
本发明的另一目的是提供一种具有简单结构的均衡器，它很好地适应OFDM接收机中信道的时间变化。
本发明的再一个目的是提供一种迅速地补偿OFDM接收机的信道中振幅失真和相位延迟的均衡器。
为了实现第一目的，提供一种利用以第一预定数的符号为周期的散射导频来补偿通过多个子信道发送的多个载波中的信道失真的均衡方法，包括步骤(a)从多个接收的载波中提取散射导频并估算提取的散射载波位置的信道特性值，(b)通过更新每一个符号中以第二预定数的子信道为周期的散射导频位置的信道特性值，并保持剩余散射导频中的先前信道特性值，在以第三预定数的子信道为周期的散射导频位置提供一个信道特性值；(c)通过利用以第三预定数的子信道为周期的散射导频位置中的信道特性值来估算发送散射导频之间的数据的子信道的特性，提供所有子信道的特性值；和(d)根据所有子信道特性值补偿接收的多个载波的信道失真。
为了实现上述其他目的，提供一种利用以第一预定数的符号为周期的散射导频来补偿通过多个接收的子信道发送的多个载波的信道失真的均衡器，它包括一个更新单元，用于更新在每一个符号中接收的以第二预定数的子信道为周期的散射导频的子信道特性值，保持相对于剩余散射导频的一个先前子信道特性值，以及在以第三预定数的子信道为周期的散射导频位置中获得信道特性值；一个估算单元，利用以第三预定数的子信道为周期的散射导频位置中的信道特性值来估算除散射导频之外的数据的子信道的特性，并提供所有子信道的特性值；和一个补偿单元，利用所有估算的子信道特性值来补偿多个接收的载波中的信道失真。
通过结合附图详细描述本发明的优选实施例，本发明的上述目的和优越性将变得更加清楚，其中图1示出了散射导频的常规分布的一个例子；图2示出了本发明中提供的散射导频的改进分布的一个例子；图3示出了根据本发明的用于OFDM接收机的一个均衡器实施例方框图；图4是图3中所示的系数内插器的方框图。
首先，下面将描述本发明中的均衡方法。
步骤1通过显示四个符号中那一个符号被接收到并从接收的符号提取散射导频，估算提取的散射导频的位置中的信道特性值。
步骤2通过将每一个符号中发送散射导频的子信道更新为一个新值并在接下来三个符号间隔中保持更新的值，由此获得具有如图2所示的三子信道周期的散射导频的位置上的信道特性值。
如图2所示，上面的第一符号表示出了在以三个子信道为周期的散射导频的位置上的信道特性，这个三个子信道的周期应用到从接收的第五个符号开始的符号。在每一个符号中发送散射导频的子信道被更新为一个新值。在接下来的三个符号间隔上，保持更新的值。
由于发送每一个散射导频的子信道被用于每四个符号传输散射导频一次，当在每一个符号中传输散射导频的子信道的特性被更新为一新值，并且在四个符号上保持该值时，能够适应信道的时间变化。
步骤3通过内插在步骤2中估算的散射导频位置的信道特性值，估算发送两个相邻散射导频之间的数据的两个子信道的特性。
这里，在恒定内插时，考虑到当子信道的特性几乎不改变时发送散射导频的子信道的特性与发送接下来的两个数据的子信道的特性相同，以相同的方式计算三个子信道的特性。在另一种方法中，发送数据的两个子信道的特性通过线性内插来计算。还有一种方法是，采用具有较高内插性能的窗口式的有限冲击响应(FIR)滤波器。
这里，当运用恒定内插或线性内插时，均衡器的结构简单。但是，其精确度比采用根据窗口式FIR滤波器的内插方法要低。当使用根据窗口式FIR滤波器方法时，精确度更高。但是，由于散射导频的位置在符号的末尾和开始是连续，在符号的开始部分可能产生误差。因此，在本发明中，恒定内插或线性内插被用在符号的开始部分。根据窗口式FIR滤波器的内插被用在其他部分。因此，改善了均衡性能。
步骤4估算发送数据的子信道的特性，即意味着知道所有子信道的特性。因而通过把发送的子信道数据乘以子信道特性的倒数，补偿振幅和相位失真，即信道失真。
由于均衡器补偿以一个符号为单位的频率失真，在频域中，当信道特性、发送的数据和接收的数据为H(f)、X(f)和R(f)时，获得下面的等式1。
Rk(f)=Hk(f)·Xk(f)…(1)其中k代表子信道的下标。
发送导频的子信道能够由下面的等式2表示。子信道的振幅特性和相位特性能够从等式3获得。
Rk(f)=Hk(f)·Pk(f)…(2)其中P(f)代表一个散射导频。
Hk(f)=Rk(f)/Pk(f)…(3)在8K模式的情况下，从图2所示的改进的分布的散射导频获得的子信道的数目为6816/3。通过利用子信道特性的内插，获得6816×2/3数据信道的特性。在每一个符号中使用的恒定内插能够由下面的等式4表示。
Hp(k)(f)=Hd(1)(f)=Hd(2)(f)…(4)下面将描述在每一个符号中使用的线性内插。当发送散射导频的信道的特性为Hp(k)(f)时，发送相邻的下一个导频的信道的特性为Hp(k+1)(f)。当发送两个散射导频的子信道之间的数据的子信道的特性为Hd(1)(f)和Hd(2)(f)时，他们能够通过等式5和6获得。Hd(1)(f)=Hp(k+1)(f)-Hp(k)(f)3+Hp(k)(f)………(5)]]>Hd(2)(f)=Hp(k+1)(f)-Hp(k)(f)3×2+Hp(k)(f)……(6)]]>对每一开始部分的12个载波执行恒定内插或线性内插，对其他部分执行窗口式FIR滤波器内插。窗口式FIR滤波器使用采样频率为三倍载波频率的低通滤波器。
当散射导频的特性经窗口式FIR滤波器滤波时，散射导频之间的两个子信道的特性被计算并输出。即，当滤波器的特性为F(f)时，通过执行一个关于散射导频和滤波器F(f)的特性的褶积，获得所有信道的特性。即，所有信道的特性H(f)能够获得如下H(f)=Hp(F)·F(f)…(7)通过由上述方法获得所有子信道的特性以及通过把接收的数据乘以子信道特性的倒数，获得等式8中表示的均衡输出。Rk(f)·1Hk=Hk(f)·Xk(f)·1Hk=Xk(f)………(8)]]>在本发明中，由于散射导频的位置不变，无须追踪散射导频的位置。由于散射导频之间的距离变为两个子信道，通过恒定内插或线性内插计算散射导频之间的值，通过计算散射导频之间的值能够估算信道的特性。
但是，为了提高内插性能，可以使用窗口式FIR滤波器内插。当估算了所有子信道的特性时，通过把接收的信号乘以信道特性值的倒数，能够执行频域中的均衡。由于均衡器结构为一个单抽头滤波器，均衡变得非常简单。
根据本发明的OFDM接收机的均衡器将被参考图3和4描述。
在图3中，保护间隔清除器102从接收的数据中除去对应于保护间隔的循环前缀(CP)。由于从保护间隔清除器102输出的数据是时域的数据，为了把数据转换成频域的数据，保护带清除器104对从保护间隔清除器102输出的数据执行快速傅里叶变换(FFT)并以一个符号为单位除去包括在快速傅里叶变换的数据中的保护带。这里，在8K模式的情况下，每一个符号由6817个载波形成。符号是在持续时间Ts上发送的。持续时间Ts包括用于发送6817个载波的有效符号部分间隔和一个保护间隔。
一个散射导频提取器106从保护带清除器104输出的数据中提取散射导频，即，在8K模式下每一个符号中的6817个载波。由于散射导频具有升高的功率电平，散射导频提取器106检查已经除去保护带的数据和参考序列之间的相关，并提取散射导频。由于参考序列是四个符号中的一个符号图形数据，所以能够在四个符号中找出那一个是目前接收的符号。由于散射导频是以四个符号的周期重复的，通过显示一个符号的散射导频的位置而自动地显示四个符号的散射导频的位置。因此，通过散射导频提取器106利用参考序列能够准确显示一个符号的散射导频的位置。对于接下来的三个符号而言，接收电平值在散射导频的已经显示的位置输出。
这里，接收的散射导频的升高的功率电平为(4/3)2。但是，传输期间按照四个符号周期的相应散射导频的位置的散射导频具有坐标值(4/3,0)或(4/3,0)。由于这一坐标值，即，相位信息，已经通过散射导频测定器108显示，从散射导频提取器106提取的散射导频的坐标值被输出到一个信道估值器110。
根据从散射导频测定器108输出的散射导频的位置，通过利用坐标值进行信道估算，信道估值器110在散射导频位置输出信道特性值。即，信道估值器110比较散射导频提取器106提取的散射导频的升高电平与原始坐标值，并输出一个用于补偿振幅失真的值(r)和用于补偿相位失真的值(θ)。
一个信道更新器112将在每一个符号中发送每一个散射导频的子信道的信道特性值更新为一个新值，并在下面的三个符号期间保持更新的值。由此，在每一个符号中12子信道距离的散射导频位置将均衡系数更新为一个新值。剩余散射导频位置中的均衡系数保持它们先前的值。发送散射导频的子信道之间的距离是两个子信道。但是，在每一个符号中按1/4(12子信道距离)来反映散射导频的当前信道特性。因而能够适应随时间变化的信道特性。
根据信道特性值，在三个子信道周期的导频位置中，系数内插器114执行线性内插、恒定内插或窗口式FIR滤波器内插，在这三个子信道周期中，在信道特性更新器112提供的每一个符号中，散射导频的信道特性按照12个子信道的距离更新，并且，为了估算导频之间的两个子信道的数据的子信道特性，输出内插的系数。
频域均衡器116可以由具有一个抽头的滤波器、即乘法器构成。频域均衡器116输出通过把保护带清除器104输出的数据乘以系数内插器114内插的系数的倒数而进行补偿的数据。
图4是图3所示的系数内插器114的方框图。在图4中，由于一个符号包括6817个有效载波，根据符号同步信号从0到6816，模计数器120对图3所示的信道特性更新器112的输出进行模计数，并当计数到每一个符号开始位置中的预定数(这里是11)时产生选择控制信号。
在从信道特性值更新器112输出的散射导频位置中的信道特性值中，根据从模计数器120输出的选择控制信号，由一个多路分解器构成的分频器122在每一个符号的开始部分向恒定内插器124输出信道特性值，并向窗口式FIR滤波器126输出剩余信道特性值。恒定内插器124可以被线性内插器取代。窗口式FIR滤波器126由低通滤波器构成，其采样频率为载波频率的三倍。
在符号开始部分的情况下，根据模计数器120产生的选择控制信号，多路复用器构成的选择器128选择恒定内插器124的输出，否则选择窗口式FIR滤波器126，并输出选择的信号到图3所示的频域均衡器116。图4示出了分频器122和选择器128。但是，可以省去分频器122。
在根据本发明的均衡方法中，通过减少散射导频之间距离，适应信道随时间变化，减少计算量。此外，根据本发明，由于只有两个数据子信道的特性被内插，均衡器中使用的内插器的结构简单。通过操作两种类型的内插器，能够改进均衡器的性能。
权利要求
1．利用以第一预定数的符号为周期的散射导频来补偿通过多个子信道发送的多个载波中的信道失真的一种均衡方法，该方法包括步骤(a)从多个接收的载波提取散射导频并估算提取的散射载波位置中信道特性值；(b)通过更新每一个符号中以第二预定数的子信道为周期的散射导频位置的信道特性值，并保持剩余散射导频中的先前信道特性值，在以第三预定数的子信道为周期的散射导频位置提供一个信道特性值；(c)通过利用以第三预定数的子信道为周期的散射导频位置中的信道特性值来估算发送散射导频之间的数据的子信道的特性，提供所有子信道的特性值；和(d)根据所有子信道特性值补偿接收的多个载波的信道失真。
2．根据权利要求1的方法，其特征在于在步骤(b)中，在第一预定数的符号期间保持以第二预定数的子信道为周期的散射导频的更新的信道特性值。
3．根据权利要求1的方法，其特征在于在步骤(c)中，通过预定内插，对以第三预定数的子信道为周期的散射导频位置的信道特性值进行内插，并且为了估算发送散射导频之间的数据的子信道的特性，输出内插的系数。
4．根据权利要求3的方法，其特征在于在步骤(d)中，通过把接收的载波乘以内插系数的倒数来补偿信道失真。
5．根据权利要求3的方法，其特征在于预定内插是恒定内插、线性内插和窗口式FIR滤波器内插中的一种。
6．根据权利要求5的方法，其特征在于在步骤(c)中，相对于每一符号开始部分中的预定数载波使用恒定内插和线性内插中的一种，相对于剩余载波使用窗口式FIR滤波器内插。
7．根据权利要求1的方法，其特征在于第一预定数为4，第二预定数为12，第三预定数为3。
8．一种利用以第一预定数的符号为周期的散射导频来补偿通过多个接收的子信道发送的多个载波的信道失真的均衡器，包括一个更新单元，用于更新在每一个符号中接收的以第二预定数的子信道为周期的散射导频的子信道特性值，保持关于剩余散射导频的一个先前子信道特性值，以及在以第三预定数的子信道为周期的散射导频位置中获得信道特性值；一个估算单元，利用以第三预定数的子信道为周期的散射导频位置中的信道特性值来估算除散射导频之外的数据的子信道的特性，提供所有子信道的特性值；和一个补偿单元，利用所有估算的子信道特性值补偿多个接收的载波中的信道失真。
9．根据权利要求8的均衡器，其特征在于在第一预定数符号的间隔期间，更新单元在每一个符号中更新的具有第二预定数子信道周期的散射导频位置保持信道特性值。
10．根据权利要求8的均衡器，其特征在于估算单元通过一预定内插在具有相邻第三预定数的周期的散射导频位置内插信道特性值，并且为了估算散射导频之间的数据被发送所经过的子信道的特性，输出一个内插系数。
11．根据权利要求10的均衡器，其特征在于补偿单元包括一个乘法器，用于把接收的载波乘以内插系数的倒数。
12．根据权利要求10的均衡器，其特征在于预定内插是恒定内插、线性内插和窗口式FIR滤波器内插中的一种。
13．根据权利要求10的均衡器，其特征在于关于每一符号开始部分中预定数的载波使用恒定内插和线性内插中的一种，关于剩余载波使用窗口式FIR滤波器内插。
14．根据权利要求13的均衡器，其特征在于窗口式FIR滤波是通过一低通滤波器执行的，低通滤波器的采样频率为载波频率的第三预定数的倍数。
15．根据权利要求8的均衡器，其特征在于第一预定数是4，第二预定数是12，第三预定数是3。
16．一种用于OFDM接收机的均衡器，OFDM接收机通过多个子信道接收包括以第一预定数符号为周期的散射导频的多个载波，该均衡器包括一个用于从多个接收的载波提取散射导频的提取器；一个利用已显示散射导频的坐标值在提取的散射导频的位置上估算信道特性值的信道估值器；一个信道特性更新器，用于更新在每一个符号中的第二预定数子信道周期的散射导频位置的信道特性值，保持相对于剩余散射导频的先前信道特性值，并在具有第三预定数子信道的周期的散射导频位置提供信道特性值；一个内插器，用于在具有第三预定数子信道周期的散射导频位置内插信道特性值，并提供一个内插系数；和一个数字滤波器，用于把接收的多个载波乘以内插系数的倒数并输出其中的信道失真被补偿的数据。
17．根据权利要求16的均衡器，其特征在于还包括一个散射导频测定器，用于根据已经显示的散射导频的位置产生坐标值，并输出坐标值到信道估值器。
18．根据权利要求16的均衡器，其特征在于提取器检查多个接收的载波和参考序列之间的相关，并提取一个散射导频，并且其中参考序列是第一预定数符号中的一个符号的图形数据。
19．根据权利要求18的均衡器，其特征在于数字滤波器包括一个乘法器，用于将多个接收的载波乘以内插系数的倒数。
20．根据权利要求16的均衡器，其特征在于内插是恒定内插、线性内插和窗口式FIR滤波器内插中的一种。
21．根据权利要求16的均衡器，其特征在于所述内插器包括一个模计数器，用于对一个符号的有效载波进行模计数，并且当对每一符号开始部分中预定数的载波计数时产生选择控制信号；一个恒定内插器，用于把散射导频之间的数据的子信道特性值内插到相同值中，作为从信道特性更新器输出的先前散射导频位置的信道特性值；一个窗口式FIR滤波器，通过滤除在从信道特性更新器输出的以相邻第二预定数的子信道为周期的散射导频位置中的信道特性值，内插散射导频之间的数据的子信道特性值；和一个选择器，用于根据选择控制信号选择符号开始部分的恒定内插器的输出和符号的其他部分的窗口式FIR滤波器的输出。
22．根据权利要求21的均衡器，其特征在于窗口式FIR滤波器是一低通滤波器，其采样频率为载波频率的第三预定数倍。
23．根据权利要求16的均衡器，其特征在于内插器包括一个模计数器，用于对一个符号的有效载波进行模计数，并且当对每一个符号开始部分中预定数的载波计数时产生选择控制信号；一个线性内插器，用于线性内插从信道特性值更新器输出的相邻散射导频位置的信道特性值；一个窗口式FIR滤波器，通过滤除从信道特性更新器输出的相邻散射导频位置中的信道特性值，内插散射导频之间的数据的子信道特性值；和一个选择器，用于根据选择控制信号选择符号开始部分的线性内插器的输出和其他部分的窗口式FIR滤波器的输出。
24．根据权利要求16的均衡器，其特征在于第一预定数为4，第二预定数为12，第三预定数为3。
全文摘要
正交频分多路复用(OFDM)接收机的均衡器和均衡方法。包括一信道特性更新器,更新在每一符号中接收的以十二子信道为周期的散射导频的子信道特性值,保持关于剩余散射导频的先前子信道特性值和获得以三子信道为周期的散射导频位置的信道特性值;一内插器,利用在以三子信道为周期的散射导频位置的信道特性值估算除散射导频外的数据的子信道特性,提供所有子信道特性值;和一数字滤波器,利用所有估算子信道特性补偿接收的多个载波的信道失真。通过减少散射导频间距离能够减少计算量。
文档编号H04L27/00GK1209007SQ98118460
公开日1999年2月24日 申请日期1998年8月19日 优先权日1997年8月20日
发明者安源翊 申请人:三星电子株式会社